湖南工程学院课程设计任务书课程名称电力电子技术题目升压斩波电源设计专业班级电气工及其自动化学生姓名王振林学号 0505指导老师颜渐德审批谢卫才任务书下达日期 2010 年 5 月 17 日设计完成日期 2010 年 5 月 28 日摘要本设计是基于SG3525芯片为核心控制的PWM升压斩波电路（Boost chopper）.设计由Matlab仿真和Protel两大部分构成。
Matlab主要是理论分析，借助其强大的数学计算和仿真功能可也很直观的看到PWM控制输出电压的曲线图。
通过设置参数分析输出与电路参数和控制量的关系。
第二部分是电路板，它可以通过Protel设计完成，其中Protel原理图设计系统以其分层次的设计环境，强大的元件及元件库的组织功能，方便易用的连线工具，强大的编辑功能设计检验，与印制电路板设计系统的紧密连接，自定义原理图模板高质量的输出等等优点，和丰富的设计法则，易用的编辑环境，轻松的交互性手动布线，简便的封装形式的编辑及组织，高智能的基于形状的自定布线功能，万无一失的设计检验等印制电路板设计系统的优点，使其在我们学生选用PCB电路板设计软件中占了绝大部分比重。
本设计也采用Protel设计原理图，和进行PCB板布线。
它是本设计从理论到实际制作的必进途径，通过设定相应的规则，足以满足设计所要求的规定。
引言直流斩波电路作为将直流电变成另一种固定电压或可调电压的DC-DC 变换器 ,在直流传动系统、充电蓄电电路、开关电源、电力电子变换装置及各种用电设备中得到普通的应用.随之出现了诸如降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、复合斩波电路等多种方式的变换电路 . 直流斩波技术已被广泛用于开关电源及直流电动机驱动中，使其控制获得加速平稳、快速响应、节约电能的效果。
全控型电力电子器件IGBT 在牵引电传动电能传输与变换、有源滤波等领域得到了广泛的应用。
但以IGBT为功率器件的直流斩波电路在实际应用中需要注意以下问题:（1）系统损耗的问；（2）栅极电阻；（3）驱动电路实现过流过压保护的问题。
1.逆变电源工作原理DC/AC变换采用单相输出，全桥逆变形式，为减小逆变电源的体积，降低成本，输出使用工频LC滤波。
由4个IRF740构成桥式逆变电路，IRF740最高耐压400V，电流10A，功耗125W，利用半桥驱动器IR2110提供驱动信号，其输入波形由SG3524提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的D<50％，保证逆变的驱动方波有共同的死区时间。
IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，同时还具有快速完整的保护功能，可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。
是中小功率变换装置中驱动器件的首选。
V VSBCC 图6 IR2110内部框图LO（引脚1）:低端输出 COM（引脚2）:公共端Vcc（引脚3）:低端固定电源电压 Nc（引脚4）: 空端Vs（引脚5）:高端浮置电源偏移电压 VB (引脚6):高端浮置电源电压HO（引脚7）:高端输出 Nc（引脚8）: 空端VDD（引脚9）:逻辑电源电压 HIN（引脚10）: 逻辑高端输入SD（引脚11）:关断 LIN（引脚12）:逻辑低端输入Vss（引脚13）:逻辑电路地电位端，其值可以为0VNc（引脚14）:空端IR2110的内部结构和工作原理框图如图6所示。
图中HIN和LIN 为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。
SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。
HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET。
IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。
VB和VS之间的电容为自举电容。
自举电容电压达到以上，才能够正常工作，要么采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在VB和VS之间提供10～20V的隔离电源，本电路采用了1μF的自举电容。
为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制，即逆变桥的对管是高频互补通和关断的。
逆变桥逆变：逆变桥部分，采用IGBT作为功率开关管。
由于IGBT寄生电容和线路寄生电感的存在，同一桥臂的开关管在开关工作时相互会产生干扰，这种干扰主要体现在开关管门极上。
如图3实际电路中，IR2110的输出推挽电路,这个电压尖刺幅值随母线电压VB、VS和负载电流的增大而增大，可能达到足以导致T2瞬间误导通的幅值，这时桥臂就会形成直通，造成电路烧毁。
同样地，当T2开通时，Ｔ１的门极也会有电压尖刺产生。
带有门极关断箝位电路的驱动电路通过减小RS和改善电路布线可以使这个电压尖刺有所降低，但均不能达到可靠防止桥臂直通的要求。
本文将提出一种门极关断箝位电路，通过在开关管驱动电路中附加这种电路，可以有效地降低上述门极尖刺。
门极关断箝位电路由MOSFET管MC1和MC2,MC1门极下拉电阻RC1和MC2门极上拉电阻RC2组成。
实际上该电路是由MOSFET 构成的两级反相器。
当MC1门极为高电平时，MC1导通，MC2因门极为低电平而关断，不影响功率开关管的正常导通；当MC1门极为低电平时，MC1关断，MC2因门极为高电平而饱和导通，从而在功率开关管的门极形成了一个极低阻抗的通路，将功率开关管的门极电压箝位在0V ，基本上消除了上文中提到的电压尖刺。
在使用这个电路时，要注意使MC2D 、S 与功率开关管GE 间的连线尽量短，以最大限度地降低功率开关管门极寄生电感和电阻。
在电路板的排布上，MC ２要尽量靠近功率开关管，而MC1,RC1和RC2却不必太靠近MC2，这样既可以发挥该电路的作用，也不至于给电路板的排布带来很大困难。
可以看到在门极有一个电压尖刺，这个尖刺与门极脉冲的时间间隔刚好等于死区时间，由此可以证明它是在同一桥臂另一开关管开通时产生的。
此时电压尖刺基本消除。
通过实验验证，该电路确实可以抑制和消除干扰，有一定的使用价值，可以提高电路的可靠性2. 单相交流调压工作原理主电路工作原理假设L 值、C 值很大，V 通时，E 向L 充电，充电电流恒为I1，同时C 的电压向负载供电，因C 值很大，输出电压uo 为恒值,记为Uo 。
设V 通的时间为ton ，此阶段L 上积蓄的能量为EI1tonV 断时，E 和L 共同向C 充电并向负载R 供电。
设V 断的时间为toff ，则此期间电感L 释放能量为稳态时，一个周期T 中L 积蓄能量与释放能量相等（1-1）化简得： （1-2）()off o on t I E U t EI 11-=E t T E t t t U off off off on o =+= offo t I E U 11/≥off t T ，输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路。
也称之为boost chooper 变换器。
offt T /——升压比，调节其即可改变Uo 。
将升压比的倒数记作β，即T t off=β。
和导通占空比，有如下关系：1=+βα （1-3）因此，式（1-2）可表示为（1-4）升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因：① L 储能之后具有使电压泵升的作用② 电容C 可将输出电压保持住IGBT 驱动电路选择 IGBT 的门极驱动条件密切地关系到他的静态和动态特性。
门极电路的正偏压uGS 、负偏压-uGS 和门极电阻RG 的大小，对IGBT 的通态电压、开关、开关损耗、承受短路能力及du/dt 电流等参数有不同程度的影响。
其中门极正电压uGS 的变化对IGBT 的开通特性，负载短路能力和duGS/dt 电流有较大的影响，而门极负偏压对关断特性的影响较大。
同时，门极电路设计中也必须注意开通特性，负载短路能力和由duGS/dt 电流引起的误触发等问题。
根据上述分析，对IGBT 驱动电路提出以下要求和条件： E E U o αβ-==111(1)由于是容性输出输出阻抗；因此IBGT对门极电荷集聚很敏感，驱动电路必须可靠，要保证有一条低阻抗的放电回路。
(2)用低内阻的驱动源对门极电容充放电，以保证门及控制电压uGS 有足够陡峭的前、后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。
另外，IGBT开通后，门极驱动源应提供足够的功率，使IGBT不至退出饱和而损坏。
(3)门极电路中的正偏压应为+12～+15V；负偏压应为-2V～-10V。
(4)IGBT 驱动电路中的电阻RG对工作性能有较大的影响，RG较大，有利于抑制IGBT 的电流上升率及电压上升率，但会增加IGBT 的开关时间和开关损耗；RG较小，会引起电流上升率增大，使IGBT 误导通或损坏。
RG的具体数据与驱动电路的结构及IGBT 的容量有关，一般在几欧～几十欧，小容量的IGBT 其RG值较大。
(5)驱动电路应具有较强的抗干扰能力及对IGBT 的自保护功能。
IGBT 的控制、驱动及保护电路等应与其高速开关特性相匹配，另外，在未采取适当的防静电措施情况下，IGBT的G～E极之间不能为开路。
IGBT驱动电路分类驱动电路分为：分立插脚式元件的驱动电路；光耦驱动电路；厚膜驱动电路；专用集成块驱动电路。
本文设计的电路采用的是专用集成块驱动电路。
IGBT驱动电路分析随着微处理技术的发展(包括处理器、系统结构和存储器件)，数字信号处理器以其优越的性能在交流调速、运动控制领域得到了广泛的应用。
一般数字信号处理器构成的控制系统， IGBT驱动信号由处理器集成的PWM模块产生的。
而PWM接口驱动能力及其与IGBT的接口电路的设计直接影响到系统工作的可靠性。
因此本文采用SG3525设计出了一种可靠的IGBT驱动方案。
最优参数选择当IGBT 处于导通时，得 11Mdi L Ri E dt+=( 1 - 6 )设1i 的初值为10I ，解上式得1101tt M E i I ee R ττ--⎛⎫=+- ⎪⎝⎭( 1 – 7 )当IGBT 处于关断时，设电动机电枢电流为2i ，得22M di L Ri E E dt +=- ( 1– 8 )设2i 的初值为20I ，解上式得2201onon t t t t M E E i I ee R ττ----⎛⎫-=-- ⎪⎝⎭ ( 1 –9 )当电流连续时，从图 3-2 的电流波形可看出，t =ont 时刻1i =20I ，t =T 时刻2i =10I ，由此可得20101onon t t M E I I ee R ττ--⎛⎫=+- ⎪⎝⎭ ( 1– 10 )ffoff 10201o t t M E E I I ee R ττ--⎛⎫-=+- ⎪⎝⎭ ( 1– 11 )故由上两式求得：off 101111t M TE e E e EI m R R e R e βρτρτ----⎛⎫⎛⎫-- ⎪=-=- ⎪ ⎪-⎝⎭ ⎪-⎝⎭( 1 – 12 )on2011t T M TE e e E e eE I m R R e Re αρρττρτ------⎛⎫⎛⎫-- ⎪=-=- ⎪ ⎪-⎝⎭ ⎪-⎝⎭( 1 – 13 )把上面两式用泰勒级数线性近似，得1020()EI I m R β==-( 1 – 14 )该式表示了L 为无穷大时电枢电流的平均值oI ，即()M o E E EI m R Rββ-=-=( 1 – 15 )当电流断续时的波形如图 3-2所示。