1 引言近年来，公用电网受到谐波电流和谐波电压的严重污染，而电力电子装置是其主要的谐波污染源。

随着电力电子装置的日益广泛应用，电网中的谐波污染也日益严重，谐波污染影响到供电质量和用户使用的安全性，因此电网谐波污染的治理越来越受到关注。

滤波器在本质上是一种频率选择电路，通常用幅频响应和相位响应来表征一个滤波电路的特性。

理想滤波电路在通带内应具有零衰减的幅频响应和线性的相位响应，而在阻带内应具有无限大的幅度衰减。

按照通带和阻带的相互位置不同，滤波器可分为低通、高通、带通、带阻、全通5类。

有源滤波器采用有源器件需要使用电源，加上功耗较大且集成运放的带宽有限，因此目前有源滤波电路的工作频率难以做得很高，一般不能用于高频场合。

但总的来讲有源滤波器在低频(低于1MHz)场合中使用有较无源滤波器更优的性能，因而目前在音频处理、工业测控等领域广泛应用。

有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波、补偿无功功率的新型电力电子装置，能对大小和频率都变化的谐波及无功功率进行补偿。

和传统的无源滤波器相比，有以下几点突出的优点：(1)对各次谐波和分数谐波均能有效地抑制，且可提高功率因数；(2)系统阻抗和频率发生波动时，不会影响补偿效果。

并能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗的影响；(3)不会产生谐振现象，且能抑制由于外电路的谐振产生的谐波电流的变化；(4)用一台装置就可以实现对各次谐波和基波无功功率的补偿；(5)不存在过载问题，即当系统中谐波较大时，装置仍可运行，无需断开。

由以上可看出，它克服了传统的无源滤波器的缺点，具有良好的调节性能，因而有很大的发展前途。

2 有源电力滤波器系统结构有源电力滤波器的基本工作原理是：实时检测补偿对象的电压和电流，经指令电流运算单元计算出补偿电流指令信号，该信号经补偿电流发生电路放大产生补偿电流，补偿电流与负载电流中需用补偿的谐渡及无功等电流抵消，最终得到期望的电源电流。

在图1中的体现是，当需要补偿负载所产生的谐波电流时，有源电力滤波器检测出补偿对象负载电流L i 中的谐波分量Lb i 后，将其反极性作为补偿电流的指令信号*C i ，再由补偿电流发生电路产生补偿电流ic ，其中补偿电流ic 与负载电流中谐波分量Lh i 大小相等，方向相反，因而两者相互抵消，使得电源中电流中只含基波，达到消除电源电流中谐波的目的。

图1为有源滤波器的系统结构图。

通过霍尔传感器检测非线性负载的电流La i 、Lb i 、Lc i 经电流信号处理后送入指令电流产生电炉，指令电流产生模块是由TI 公司的DSPTMS320LF2407为核心建立的。

DSP 计算出需要补偿的谐波和无功电流后，通过外部D/A 送入电流跟踪控制电路。

霍尔传感器检测有源电力滤波器主电路的电流ca i 、cb i 、cc i ，经电流信号处理后也送入电流跟踪控制电路，电流跟踪控制电路对主电路补偿电流与指令电流进行滞环比较后送出栅极开关驱动信号，驱动电路接受来自前级电流跟踪控制电路的PWM 信号，并经隔离放大后驱动主电路的开关管，以控制主电流的电路跟随指令电流的变化，最终达到实时补偿谐波与无功功率的目的。

电压传感器检测变流器直流侧总电压，经电压信号调理后送入指令电流发生电路，通过合理的控制以凋节直流侧电压的稳定。

启动、关断和保护模块按一定的时序控制装置的启动和关断，并提供装置的过流、过压、过热、缺相等故障保护功能。

3 有源电力滤波器主电路设计设计主电路时，应首先确定主电路的形式，目前，有源电力滤波器主电路的形式绝大多少采用电压型，本文选择主电路为并联电压型，单个变流器的形式。

主电路设计需要解决的问题是：主电路容量的计算；开关器件的选择及其参数的确定；对补偿电流的跟踪特性起决定作用的参数（输出电感L 、直流侧电容电压d U 、滞环宽度δ）的设计；按所选器件要求的驱动电路的设计以及整个装置的各种保护电路设计。

3．1 主电路容量的计算有源电力滤波器的容量A S 由式(3-1)确定c A EI S 3= （3-1） 式中：E 为电网相电压有效值；Ic 为补偿电流有效值。

如果所设计装置的容量为20 kVA ，则 Ic=A S /3E=（20x103）/（3x220）=30.3 A3．2 功率开关器件的选取目前适用于APFP 中的全控型开关器件主要有GTR 、IGBT 、IGCT 等，器件的选择，首先应当满足工作频率和器件容量的要求，当单个器件的容量难以满足要求时，可考虑采用器件的串并联或主电路多重化等方式。

其次，再考虑它们的价格。

器件的种类确定后，再确定其额定参数。

其中，额定电压由直流侧电压决定，并考虑适当的安全裕量。

额定电流由补偿电流决定。

3.3 主电路滞环宽度的选取由于有源电力滤波器的指令电流包含高次谐波和暂态电流，故要求实际输出的电流对指令电流有很高的跟踪能力。

在有源电力滤波器的补偿对象已确定的情况下，有源电力滤波器主电路参数的选取，对有源电力滤波器的性能和效率有较大的影响。

下面以A 相为例，分析采用滞环控制时逆变器的工作频率f 与电网电压e a 、变流器直流侧电压U d 及主电路电感值和滞环宽度δ间的相互关系。

对于A 相半桥逆变电路，可得电路方程为 )2121(21-⨯++⨯-=a C a C a ca k U k U e dt di L（3-2） 式中：a k 为开关函数，其取值为1=a k 或-1，当a k =1时，A 相上桥臂导通；当1-=a k 时，A 相下桥臂导通。

1C U 、2C U 分别为电容1C 、2C 的电压 当上桥臂导通时，a k =1，式（3-2）变为：1C a caU e dtdi L-= （3-3）可得出：LU e dt di C a ca 1-= （3-4） 由于系统中应有1C a U e <，故上式为负，即电感电流在下降。

当下桥臂导通时，1-=a k ，式（3-2）变为2C a caU e dtdi L+= （3-5） LU e dt di C a ca 2+= （3-6） 式(3-6)为正，即电感电流在上升。

设221dC C U U U ==，假定逆变器的工作开关频率较高，在一个开关周期内可认为电压e a 基本不变，则滞环控制时补偿电流的波形如图3-1所示，其中δ为滞环宽度。

图 3-1 滞环控制时补偿电流波形由图3-1，以及式(3-4)和式(3-6)，可分别计算出电流的上升时间u T 和下降时间d T ，即ada C U e U LL e U T +=+=2222δδ （3-7）ada C d e U LL e U T -=-=2222δδ （3-8）逆变器的工作频率为：d a dd u LUe U T T Tf δ841122-=+== （3-9） 由式(3-9)知，逆变器的最小工作频率和最大工作频率分别dadLU E U f δ8822min-=（a E 为A 相电压的有效值，a a E e 2=） （3-10） LU f dδ8max =（3-11） 其平均开关频率为：dadd a d avLU E U t d LU t E U f δωδωππ848)sin 2(421222022-=-=⎰（3-12） 取电流滞环宽度δ为1.5A ，直流侧电压d U 为1200V ，主电路电感L 为6mH ，则由上述公式可得：最小开关频率为12.185 kHz ，最大开关频率为16.667kHz ，平均开关频率14.4 kHz 。

3．4 直流侧电压的计算和电容的选取主电路的工作模式及相应的开关系数，如表3-1所列，等效电路图如图3-2所示。

图3-2 等效电路原理图当31-=a K 时，电流ca i 上升，即要求0≥dtdi ca 如果直流侧电压不能满足大于有源电力滤波器与供电系统连接点的相电压峰值(m E )的3倍，即m d E U 3≥则031≥+=-=-=d a d a a UN a ca U e U K e u e dt di L（3-13） 就不会永远成立，这是不希望出现的。

同理，当31=a K 时，电流ca i 下降，即要求0≤dtdi ca ，如果直流侧电压不能满足m d E U 3≥，则031≤-=-=-=d a d a a UN a ca U e U K e u e dt di L（3-14） 也不会永远成立。

所以直流侧电压应满足如下条件，即m d E U 3≥ （3-15）意味着主电路直流侧电压值应大于有源电力滤波器与供电系统连接点的相电压峰值(Em)的3倍。

在此基础上，直流侧电压值越大，补偿电流的跟随性能越好，但器件的耐压要求也就越高，因此要综合考虑。

由式(3-15)，得V E U m d 4.933220233=⨯⨯=≥ （3-16） 由此可选取直流侧参考电压dref U 为1000V 。

有源电力滤波器在实际运行时很难将主电路直流侧电压控制在某一恒定值，直流侧电压波动的根本原因在于补偿电流在交流电源与有源电力滤波器之间的能量脉动。

若电容值选择过小。

主电路直流侧电压波动就会过大，影响有源电力滤波器的补偿效果；而若电容值选择过大，则主电路直流侧电压动态响应变慢，电容体积和价格也会增加。

因此必须综合考虑，合理选择。

假设在某一PWM 周期内电容始终处于充电或放电状态，直流侧电容电压最大允许偏离设定值为△Udmax，则max*max 1cCf U i PWM d =∆ （3-17）式中：PWM f 为PWM 脉冲的频率；max*ci 为通过电容C 的最大电流值。

所以，直流侧电容值为：max*1cU f C i dmzx PWM ∆= （3-18）3．5 输出电感值的选取电压型有源滤波器的补偿特性丰要取决于输出补偿电流对于补偿指令电流的跟踪控制能力。

而输出电感值直接决定了补偿电流的跟踪速度，从而很大程度地影响电力有源滤波器的工作性能。

电感值过大，则系统不能适时跟踪指令电流信号，而且电感值的增大也会造成设备成本的增加；反之。

如果太小，则补偿后的纹波电流过大。

因此，设计时必须合理选择主电路交流侧输出电感值。

3．5．1 电感的最大取值由主电路的模型，对于A 相有()d a a ca U K e Ldt di -=1（3-19） t E e m a ωsin =，则()d a m ca U K t E Ldt di -=ωsin 1（3-20） m a E e =，31=a K 或m a E e -=，31-=a K 时，dtdi ca为最小，即⎪⎭⎫⎝⎛-=m d ca E U L dtdi 311min（3-21） 要使补偿电流能跟随指令电流，则补偿电流的斜率必须大于指令电流的斜率的最大值，即max*min311dt di E U L dtdi cam d ca≥⎪⎭⎫ ⎝⎛-= （3-22）所以主电路电感的最大取值为max*max31dt di E U L cam d -= （3-23） 式(23)中，对于不同的谐波源和不同的补偿要求，指令电流*ca i 是不同的，其最大电流变化率max*dtdi ca与补偿参考电流的具体表达形式密切相关。