什么是天线的驻波比？只有阻抗完全匹配，才能达到最大功率传输。
这在高频更重要！发射机、传输电缆（馈线）、天线阻抗都关系到功率的传输。
驻波比就是表示馈线与天线匹配情形。
不匹配时，发射机发射的电波将有一部分反射回来，在馈线中产生反射波，反射波到达发射机，最终产生为热量消耗掉。
接收时，也会因为不匹配，造成接收信号不好。
如下图，前进波（发射波）与反射波以相反方向进行。
完全匹配，将不产生反射波，这样，在馈线里各点的电压振幅是恒定的，如下图中左部分（a），不匹配时，在馈线里产生下图右方的电压波形，这驻留在馈线里的电压波形就叫做驻波。
驻波比（SWR）的S值的计算公式为下图：当然还有其它的驻波比计算方法，不过计算结果是一样的。
驻波比越高，表示阻抗越不匹配，业余玩家，做到驻波比小于1.5就算可以了。
最后提醒一点，天线的好坏不能单看驻波比，现在大家如此迷信驻波比的原因很简单，就是因为驻波表好便宜、好买。
不要因为天线驻波比很低就觉得一切OK，多研究天线的其它特性（如方向性）才是真正的乐趣。
电压驻波比（VSWR）是射频技术中最常用的参数，用来衡量部件之间的匹配是否良好。
测量一下天线系统的驻波比是否接近1:1，如果接近1:1，当然好。
但如果不能达到1，会怎样呢？驻波比小到几，天线才算合格？VSWR及标称阻抗发射机与天线匹配的条件是两者阻抗的电阻分量相同、感抗部分互相抵消。
如果发射机的阻抗不同，要求天线的阻抗也不同。
在电子管时代，一方面电子管本输出阻抗高，另一方面低阻抗的同轴电缆还没有得到推广，流行的是特性阻抗为几百欧的平行馈线，因此发射机的输出阻抗多为几百欧姆。
而现代商品固态无线电通信机的天线标称阻抗则多为50欧姆，因此产品VSWR表也是按50欧姆设计标度的。
如果你拥有一台输出阻抗为600欧姆的老电台，那就大可不必费心血用50欧姆的VSWR计来修理你的天线，因为那样反而帮倒忙。
只要设法调到你的天线电流最大就可以了。
VSWR不是1时，比较VSWR的值没有意义天线VSWR＝1说明天线系统和发信机满足匹配条件，发信机的能量可以最有效地输送到天线上，匹配的情况只有这一种。
而如果VSWR不等于1，譬如说等于4，那么可能性会有很多：天线感性失谐，天线容性失谐，天线谐振但是馈电点不对，等等。
在阻抗园图上，每一个VSWR数值都是一个园，拥有无穷多个点。
也就是说，VSWR数值相同时，天线系统的状态有很多种可能性，因此两根天线之间仅用VSWR数值来做简单的互相比较没有太严格的意义。
正因为VSWR除了1以外的数值不值得那么精确地认定（除非有特殊需要），所以多数VSWR表并没有象电压表、电阻表那样认真标定，甚至很少有VSWR给出它的误差等级数据。
由于表内射频耦合元件的相频特性和二极管非线性的影响，多数VSWR表在不同频率、不同功率下的误差并不均匀。
VSWR都＝1不等于都是好天线一些国外杂志文章在介绍天线时经常给出VSWR的曲线。
有时会因此产生一种错觉，只要VSWR＝1，总会是好天线。
其实，VSWR＝1只能说明发射机的能量可以有效地传输到天线系统。
但是这些能量是否能有效地辐射到空间，那是另一个问题。
一副按理论长度作制作的偶极天线，和一副长度只有1/20的缩短型天线，只要采取适当措施，它们都可能做到VSWR＝1，但发射效果肯定大相径庭，不能同日而语。
做为极端例子，一个50欧姆的电阻，它的VSWR十分理想地等于1，但是它的发射效率是0。
影响天线效果的最重要因素：谐振天线系统和输出阻抗为50欧的发信机的匹配条件是天线系统阻抗为50欧纯电阻。
要满足这个条件，需要做到两点：第一，天线电路与工作频率谐振（否则天线阻抗就不是纯电阻）；第二，选择适当的馈电点。
让我们用弦乐器的弦来加以说明。
无论是提琴还是古筝，它的每一根弦在特定的长度和张力下，都会有自己的固有频率。
当弦以固有频率振动时，两端被固定不能移动，但振动方向的张力最大。
中间摆动最大，但振动张力最松弛。
这相当于自由谐振的总长度为1/2波长的天线，两端没有电流（电流波谷）而电压幅度最大（电压波腹），中间电流最大（电流波腹）而相邻两点的电压最小（电压波谷）。
我们要使这根弦发出最强的声音，一是所要的声音只能是弦的固有频率，二是驱动点的张力与摆幅之比要恰当，即驱动源要和弦上驱动点的阻抗相匹配。
具体表现就是拉弦的琴弓或者弹拨的手指要选在弦的适当位置上。
我们在实际中不难发现，拉弓或者拨弦位置错误会影响弦的发声强度，但稍有不当还不至于影响太多，而要发出与琴弦固有频率不同的声响却是十分困难的，此时弦上各点的振动状态十分复杂、混乱，即使振动起来，各点对空气的推动不是齐心合力的，发声效率很低。
天线也是同样，要使天线发射的电磁场最强，一是发射频率必须和天线的固有频率相同，二是驱动点要选在天线的适当位置。
如果驱动点不恰当而天线与信号频率谐振，效果会略受影响，但是如果天线与信号频率不谐振，则发射效率会大打折扣。
所以，在天线匹配需要做到的两点中，谐振是最关键的因素。
在早期的发信机中，天线电路只用串联电感、电容的办法取得与工作频率的严格谐振，而进一步的阻抗配合是由线圈之间的固定耦合确定死的，在不同频率下未必真正达到阻抗的严格匹配，但是实际效果证明只要谐振就足以好好工作了。
因此在没有条件做到VSWR绝对为1时，电台天线最重要的调整是使整个天线电路与工作频率谐振。
天线的驻波比和天线系统的驻波比天线的VSWR需要在天线的馈电端测量。
但天线馈电点常常高悬在空中，我们只能在天线电缆的下端测量VSWR，这样测量的是包括电缆的整个天线系统的VSWR。
当天线本身的阻抗确实为50欧姆纯电阻、电缆的特性阻抗也确实是50欧姆时，测出的结果是正确的。
当天线阻抗不是50欧姆时而电缆为50欧姆时，测出的VSWR值会严重受到天线长度的影响，只有当电缆的电器长度正好为波长的整倍数时、而且电缆损耗可以忽略不计时，电缆下端呈现的阻抗正好和天线的阻抗完全一样。
但即便电缆长度是整倍波长，但电缆有损耗，例如电缆较细、电缆的电气长度达到波长的几十倍以上，那么电缆下端测出的VSWR还是会比天线的实际VSWR低。
所以，测量VSWR时，尤其在UHF以上频段，不要忽略电缆的影响。
不对称天线我们知道偶极天线每臂电气长度应为1/4波长。
那么如果两臂长度不同，它的谐振波长如何计算？是否会出现两个谐振点？如果想清了上述琴弦的例子，答案就清楚了。
系统总长度不足3/4波长的偶极天线（或者以地球、地网为镜象的单臂天线）只有一个谐振频率，取决于两臂的总长度。
两臂对称，相当于在阻抗最低点加以驱动，得到的是最低的阻抗。
两臂长度不等，相当于把弓子偏近琴马拉弦，费的力不同，驱动点的阻抗比较高一些，但是谐振频率仍旧是一个，由两臂的总长度决定。
如果偏到极端，一臂加长到1/2波长而另一臂缩短到0，驱动点阻抗增大到几乎无穷大，则成为端馈天线，称为无线电发展早期用在汽艇上的齐柏林天线和现代的1/2波长R7000垂直天线，当然这时必须增加必要的匹配电路才能连接到50欧姆的低阻抗发射机上。
偶极天线两臂不对称，或者两臂周围导电物体的影响不对称，会使谐振时的阻抗变高。
但只要总电气长度保持1/2波长，不对称不是十分严重，那么虽然特性阻抗会变高，一定程度上影响VSWR，但是实际发射效果还不至于有十分明显的恶化。
不必苛求VSWR当VSWR过高时，主要是天线系统不谐振时，因而阻抗存在很大电抗分量时，发射机末级器件可能需要承受较大的瞬间过电压。
早期技术不很成熟时，高VSWR容易造成射频末级功率器件的损坏。
因此，将VSWR控制在较低的数值，例如3以内，是必要的。
现在有些设备具有比较完备的高VSWR保护，当在线测量到的VSWR过高时，会自动降低驱动功率，所以烧末级的危险比20年以前降低了很多。
但是仍然不要大意。
半波对称振子与馈线的匹配一般的接收设备(如电视机)其输入特性阻抗为75Ω(不平衡式)或300Ω平衡式,半波对称振子的输出是:阻抗为75Ω平衡式,如与300Ω平衡电缆连接则只需考虑阻抗匹配就可以了,我们可利用传输线上距终端λ/4奇数倍处的等效阻抗等于传输线特性阻抗的平方除以终端负载这一特殊性质来进行阻抗匹配,这一特性的数学表达式 Zin=Z0*Z0/ZL,式中Z0是传输线(匹配电缆)的特性阻抗,Zin 为天线的输出阻抗,ZL为负载(接收设备的输入阻抗)阻抗,半波对称振子与300Ω平行电缆的配接计算如下:先按上式计算出所需电缆的特性阻抗,也即要实现半波对称振子与300Ω平行电缆的配接它们之间必须要插入一条λ/4长,特性阻抗为150Ω的平行电缆,为此,我们利用两条λ/4长的300Ω平行电缆并联即可,接法如图x。
思维稿半波折合振子折合振子天线在实际使用中,馈电振子一般都是采用折合振子的形式,其主要目的是增加天线的带宽,折合振子的结构形成如图jk所示,这种天线的频带特性可以这样来证明:折合振子作为一偶极天线来说,可看作是两个λ/4的短路线相串联,对于谐振频率波长L=λ/4,偶极天线与短路线都没有电抗成分,当加到折合振子上高频电流的频率在一定范围变化时,出现以下2种情况:当频率高于谐振频率时,相当于L>λ/4,偶极天线近似长于λ/4的短路线,其电抗是感性,而此时短路线的电抗是容性,当频率低于谐振频率时,相当于L<λ/4,偶极天线近似于λ/4的开路线,其电抗是容性,而此时短线上的电抗又是感性;故当工作频率了生偏移时,在一定频率范围内,折合振子上呈现的感抗与容抗可以互相补偿,使天线在较宽的频率范围内其阻抗特性的变化不大,这就是折合振子具有较宽频带的原理。
由于折合振子两平行导体具有相位相同,大小相等的电流(即I1=I2)所以其辐射电流为I=I1+I2=2I1,其辐射功率为P=I*I*Rr=(2I1)*（2I1）*Rr(Rr为半波振子的输入阻抗)在折合振子的馈电端的输入功率P =4*I1*I1*Rr= (Rin是折合振子的输入阻抗)由于在馈电端输入的电流实际上为I, 所I=I1,所以Rin=4Rr=4×73.1=300Ω这里我们得到了折合振子输入阻抗是300Ω.是对称半波振子输入阻抗的4倍。
为了解决与75Ω同轴电缆与天线振子的联接,采用长度为λ/2的同轴线做成的相位,阻抗变换装置,即常叫的U形环,可以解决以上两个问题.U形环的结构图jk2如下所示.从图可知,馈电时B点电流经过U形环后,与A点的电流相位差为π(180度),U形环的外导体组成了λ/4的短路线, 使得在A,B点上的阻抗为无穷大,因而外导体上的电流就不会由内表壁流向外表壁到地了,并且U形环还起到了阻抗变换的作用,如果在同轴线芯线上的输入电流为I1,输入电压为V1,则天线两振子上的输入电流分别为I1,而同轴线外导体是接地的,所以A,B两点各自对地的电压都是V1,且A,B两点电压为反相,故此A,B两点间的电压为VA+VB=2V1,在馈电点呈现的阻抗为:R==4V1/I1即采用U形环后,使馈线与天线接触点的阻抗提高了四倍,若采用特性阻抗为75Ω的同轴线馈电,则在馈电点的阻抗为75Ω×4=300Ω,与折合折子能达到较好的匹配.思维稿多元折合振子天线半波振子天线和折合振子天线的增益低,波瓣宽,前方和后方具有相同的接收能力,所以它们只适用于信号强,干扰小的地方,当接收点离电视台较远,信号较弱或信号较强但干扰较大反射波影响较严重时,就要采用多元高增益定向天线了,这就是多元振子天线,又叫八木天线,在有源振子的后面加上反射器,前面加上引向器,就构成多元振子天线,引向振子,反射振子与有源振子加起来的数目就是天线的单元数.多元振子天线的后方波瓣消失,前方灵敏度大大提高,原理如下:1.反射器对前方P点和后方Q点来的信号的作用右图中的有源振子工作在谐振状态, 其阻抗为纯电阻,反射器则用长度比有振子长5%-15%,而呈现感性.设反射器与有源振子相距λ/4,从天线前方的P点来的电磁波先到达有源振子,并使之产生感应电势e1,感应电流I1.电磁波再经过λ/4的途经才到达反射器,并使之产生感应电势e2和感应电流I2.由于反射器与有源振子在空上相差λ/4的路程,所以e2比e1落后90°,而I2又由于反射器呈现感性而比e2落后90°,故I2比e1落后180°,反射器电流I2产生的辐射场到达有源振子形成的磁场H2又比I2落后90°,即H2比e1落后270°.根据电磁感应定律,H2在有源振子里产生的感应电势e1-2比H2落后90°,结果e1-2比e1落后360°,也就是说反射器在有源振子所产生的感应电势e1-2和原振子的感应电势e1是同相的,天线输出电压是等于e1与e1-2之和,可见反射器使天线接收前主信号的灵敏度提高了,根据类似的推导可知:反射器对后方Q点来的信号有抵消输出的作用.2.引向器的作用引向器比有源振子短5%-10%,其阻抗呈电容性,假设引向器与有源振子间的距离也是λ/4,用同样的方法可以推导出下述结论:引向器对前方来的信号起着增强天线输出信号作用.综上所述,反射器起着消除天线方向图后瓣的作用,反射器和引向器都具增强天线前方灵敏度的作用。