图 3 所示为无差拍电流控制的框图
图 2 dq 坐标系下 LCL 滤波器的结构框图
4 控制策略 4.1 基于无源阻尼的无差拍控制策略
目前较差拍电流控制的框图， 根据系统的稳定性和动态响应要求选择合 适的 kp1、kp2、kp3 参数，对无差拍控制 的增益进行修正。无差拍控制方法与传统 的 SVPWM 整流器相比，脉冲宽度根据整 流器当前的电路状态实时确定，因而具有 更优越的动态性能。文中给出的方法将无 差拍与传统的 PI 控制方法相结合，即利用 了无差拍控制的快速动态响应特性，又利 用 PI 控制具有的较强的鲁棒性，设计出来 的控制器具有良好的性能。但是无差拍控 制需要的传感器较多，这就增大系统的体 积，也会使得系统的成本增加。故这种控 制策略并未得到广发的应用。
LCL 型三相并网逆变器控制策略综述
摘要 随着新能源发电技术的发展，并网发电系统得到越来越广泛的应用，在并网系
统中并网逆变器是其核心部件。然而，过多的并网逆变器与电网相连会导致系统的谐波分 量的增大，进而影响系统的稳定性。通过对并网逆变器输出端加入滤波器，可以有效的减 少谐波的注入。但是滤波元件的加入会影响逆变器的稳定性，对逆变器的控制策略提出了 更高的要求。本文，通过对电压型三相并网逆变器分析为例，给出了 LCL 型滤波器的数学 模型，并对一些控制策略进行分析和比较。最后，展望了基于 LCL 型滤波器的三相电压型 并网逆变器控制策略的研究热点和研究方向。
di1 udc sk sk uc L1 dt k a ,b ,c di uc L2 2 e dt i C duc i 2 1 dt i C dudc i s dc dc 1 k dt k a ,b ,c
关键词：LCL 型滤波器 控制策略 并网逆变器 1 引言
当今世界面临着能源枯竭与环境污染 的严峻形势。在这种背景下，以风能、太 阳能为代表的可再生能源，因其储量丰富、 环境友好等特点，越来越受到人们的重视 [1]。分布式并网发电是可再生能源利用的 主要方式之一并网逆变器是分布式源与电 网之间的接口装置，其作用是将来自分布 式源的电能转换为电网可接受的交流电能。 为了抑制逆变器功率器件开关工作产生的 谐波，需要在并网逆变器和电网之间加入 滤波器。常用的滤波器有 L 型滤波器，LC 型滤波器，和 LCL 型滤波器 3 种。考虑到 加入滤波器后系统动态性、体积、重量及 成本等因素，更多的是采用 LCL 型滤波器。 尤其对于大功率 PWM 变流器，为了减少 系统的开关损耗，开关管的开关频率一般 设为 1.5～3 kHz[2]。采用 LCL 型滤波器的 系统可以取得传统单电感滤波器所不能达 到的动态性能效果，在一定程度上可以降 低成本和体积。此外，与电网串联的后级 并网电感还可以对电网并网冲击电流起到 抑制作用。然而，LCL 型滤波器具有三阶 特性，频率响应在谐振频率处存在谐振尖 峰，同时相位会发生-180o 跳变，这容易造 成并网逆变器振荡甚至不稳定，因此需要 对该谐振尖峰进行阻尼。从而，对 LCL 滤 波器的参数设计和系统的控制策略提出了 更高的要求[3-4]。 一般采用在已有控制策略的基础上增加 阻尼作用来解决这个问题。阻尼方法分为 两种：一种叫做“无源阻尼法”，无源阻
基于逆变器输出电流反馈的准 PR 电流 控制模型如图 4 所示。采用准 PR 控制器既 能够保持 PR 控制器高增益的优点，实现对 正弦信号的无静差跟踪控制，又可以增大 系统在谐振频率附近的带宽，降低系统的 敏感度，提高逆变器的稳定性和抗干扰性 [16]。引入的电网电压前馈控制策略可以消 除电网电压对并网电流造成的影响，提高 并网电流质量[17]。电容电流前馈控制可以 提高系统的功率因数，增强系统的动态响 应速度。
4.2 准比例谐振电流内环控制策略
此控制策略根据 LCL 型三相并网逆变 器的数学模型，从控制模型和传递函数的
3
角度出发，研究了 LCL 型三相并网逆变器 电流内环的开环传递函数及波特图，并在 此基础上提出了一种基于逆变器输出电流 反馈和电网电压、电容电流前馈的准比例 谐振(proportional resonant，PR)电流内环控 制策略[13]。 与采用并网电流反馈相比，采用逆变 器输出电流反馈进行电流内环控制有利于 提高系统的阻尼，抑制 LCL 滤波器的谐振 问题。但是这种控制策略属于间接电流控 制，存在功率因数较低的缺点，此外，这 种控制方法无法抑制电网电压对并网电流 造成的影响[14-15]。而且，由于 PI 控制器 的增益有限，无法实现对正弦信号的无静 差跟踪控制，使得并网电流存在稳态误差。
2
1 L 0 B 0 0 0 0
0 1 L 0 0 0 0
0 0 1 Lg 0 0 0
0 0 0 1 Lg 0 0

w—三相电网电压基波的角频率
id (t) 、 iq (t) —PWM 整流器交流侧电流矢
抑制能力。而直接电流控制通过电流检测 和反馈调节来实现电流误差和波形的控制。 传统的直接电流控制采用逆变输出电流反 馈或电网电流反馈分别如图 5 (a)、(b)所示。
(a) 逆变输出电流反馈控制
(b) 电网电流反馈控制 图 5 传统的电流控制并网逆变电源系统
图 4 基于逆变器输出电流反馈的准 PR 电流内控制 模型
4.3 分裂电容法电流控制
并网逆变器的电流控制可分为间接电 流控制和直接电流控制两类。间接电流控 制也称幅相控制，通过调节变流器交流侧 电压的幅值和相位达到控制输出电流的目 的[18]。间接电流控制结构简单，稳定性好， 但存在动态性能差、响应慢的问题，对于 电网电压波形畸变引起的电流谐波也缺乏
2 LCL 型三相并网逆变器的拓扑结构 及工作原理
图 1 为 LCL 型三相并网逆变器的拓扑 结构。由图可知其由直流回路、功率开关
桥路和交流回路组成。直流回路包括等效 直流电源和直流侧滤波电容 Cdc；功率开关 桥路由 IGBT 和与之反并联的二极管组成 的三相全桥构成；交流回路通过 LCL 输出 滤波器与三相电网相连，LCL 型滤波器由 逆变器侧电感 L1k、网侧电感 L2k 和滤波电 容 Ck 组成，其中 k=a、b、c [8]。
1
尼方法具有实现简单、不受开关频率限制 等优点，已经得到广泛应用[5-6]。基本的 无源阻尼方法是在滤波电感或滤波电容上 串联或并联电阻。逆变器侧电感或网侧电 感串联电阻会导致滤波器低频段增益降低， 而并联电阻则会削弱滤波器的高频谐波抑 制能力；滤波电容串联电阻也会削弱滤波 器的高频谐波抑制能力，而并联电阻对滤 波器低频段和高频段的特性影响很小，但 损耗非常大。另一种方法叫做“有源阻尼 法”。该方法通过引入合适的滤波电感或 滤波电容的电压或电流等状态变量反馈来 抑制谐振尖峰，不需要附加其它无源元件， 没有额外能量损耗[7]。由于可节约能源， 关于有源阻尼的研究已成为研究热点，常 见的有超前网络法，虚拟电阻法，基于遗 传算法的有源阻尼法等。基于 LCL 型滤波 器的三相并网逆变器控制策略的另一个研 究热点就是不平衡控制，现有的不平衡控 制策略有改进的正负序电流独立控制策略 和三闭环控制策略等。 本文先介绍 LCL 型三相并网逆变器控 制策略的背景；再介绍 LCL 型三相并网逆 变器的拓扑结构及工作原理；然后针对数 学模型分别介绍已有的控制策略，并简单 的分析各自的优缺点；最后，对三相并网 逆变器控制策略的研究热点和方向进行展 望。
量的 dq 轴分量
igd (t) 、 igq (t) —网侧电流矢量的 dq 轴分量
rre 和 Frede Blaabjerg 提出的将基于 LCL 型滤波器的 PWM 整流器等效成基于 L 滤 波器的 PWM 整流器的矢量控制策略[10]。 该方法忽略了电容支路的影响，控制效果 不是很理想。为了便于矢量控制的数字化 实现，1998 年，Michael Lindgren 和 Jan Svensson 提出了基于 LCL 滤波器的斩波器 的无差拍控制，这是最早的基于 LCL 滤波 器的控制策略 [11] 。 2004 ， Emilio.J.Bueno ， Felipe Espinosa 等人提出了改进的矢量无差 拍控制策略[12]。该控制策略只需要一组电 流传感器和一组电压传感器，其他的量可 以由状态观测器获得，系统的扰动可以用 无源阻尼来衰减。改进的无差拍控制策略 通过反馈电容电压将其引入到控制策略中， 使控制效果更好。
（1）
式（1）中 udc 、 uc 、 i1 、 i2 、 idc 和 e 分别 为直流母线电压、交流侧滤波电容电压、 逆变器交流侧电流、网侧电流、直流侧电 流和电网电压。 将 k=a、b、c 分别带入式中可得三相 表达式，然后经三相/两相坐标变换和旋转 坐标变换，可以得到 LCL 滤波器在 dq 坐 标系下的数学模型[9]
ucd (t) 、 icq (t) —电容电压矢量的 dq 轴分量
ed (t) 、 eq (t) —电网电压矢量的 dq 轴分量
ud (t) 、 uq (t) —PWM 整流器交流侧电压矢
量的 dq 轴分量 由式(2)可以得出图 2 所示的 LCL 滤波 器的结构框图。控制的目的是给出正确的 控制矢量 u 使网侧电流矢量 ig 与电网电压 矢量 e 同相位。可以看出，基于 LCL 型滤 波器的 PWM 整流器是一个高阶、非线性、 强耦合的多变量系统。
图 1 LCL 型三相并网逆变器的拓扑结构
对于三相全桥逆变器来说，其最简单 的控制方式是采用方波调制，也是理解其 它调制方式如 SPWM 调制的基础。就目前 来说在中小逆变器中，因考虑输出波形的 id (t) id (t) 质量、逆变效率和高性能控制器的出现等 i (t) i (t) ud (t) 因素，已经很少使用方波调制技术，但是 q q u (t) igd (t) d igd (t) q 在大功率逆变器或者是采用移相叠加的多 （2） A B i (t) 重逆变器中仍然采用该技术。选用 180°调 e (t) dt igq (t) gq d 制方式，即开关管的驱动信号为 180°方波， ucd (t) ucd (t) eq (t) 相邻桥臂驱动信号相位差 120°，按照图 1 i (t) i (t) cq cq 的序号则每个开关管驱动信号相差 60°。 在任何时刻电路中有且仅有 3 个开关管导 其中： 通，可能是两个上开关管和一个下开关管 1 R 或者一个上开关管和两个下开关管。逆变 L w 0 0 0 L 器总共有 8 个开关模式。假设直流侧的输 R 1 w 入电压为 U d ，则逆变器输出的相电压波形 0 0 0 L L R 1 g 为六阶梯波。幅值为 U d / 3 ， 2U d / 3 ， 0 L L g g 0 w 0 每间隔 60° 波形发生一次跳变。 A Rg 1 Lg Lg 3 LCL 型三相并网逆变器的数学模型 0 0 w 0 1 1 根据图 1 的拓扑结构，可进一步得到 Cf Cf 0 0 0 w LCL 型三相并网逆变器的数学模型。假定 1 1 电网为星形连接并且三相电压稳定对称， Cf Cf 0 0 w 0 滤波电感是线性的，不考虑磁芯饱和，视 主电路开关元器件为理想开关元件。忽略 电路中的寄生电阻，由基尔霍夫电压、电 流定律可以得到功率回路方程为：