高效率功率放大器的现状及发展趋势学院：电子工程学院专业：电磁场与微波技术：王元佳学号：************报告日期：2013.11.05一、引言现代通信系统中的射频系统要求功耗低、效率高以及体积小。

近年来，无线通讯朝大容量、多电平、多载波、高峰均比和宽频带方向飞速发展，宽带数字传输技术（如OFDM、CDMA等）和高频谱效率的调制方式（如QPSK、QAM等）正获得越来越广泛的应用，从而对射频系统性能提出更为苛刻的要求。

功率放大器作为射频系统的关键部件，其所消耗的功率在整个射频系统所占比例相当大。

低效率的功率放大器严重影响系统的整体性能。

所以，设计高效率射频功率放大器对于减少电源消耗，提高系统稳定性，节约系统成本都由十分重大的意义。

传统的功率放大器通过调整工作状态（即调整晶体管导通角）来提高效率，这就是A类、B类、AB类、C类功率放大器的演进过程。

其中C类功率放大器的理论效率最高达到100%，但此时其输出功率却为零。

其根本原因在于，上述功率放大器工作状态下电流、电压同时存在于晶体管中，要使晶体管的耗散功率为零，必然使输出功率也为零。

通过不断减小导通角的方式已不能满足不断提高效率的要求。

为进一步提高效率，晶体管工作在开关状态的功率放大器应运而生。

二、研究现状2.1 高效率功率放大器2.1.1 D类功率放大器当前，国内外高效率射频功率放大器的研究都集中在开关模型功率放大器及高效率功率放大器结构上。

开关模型功率放大器主要有D、E两类。

其设计思想都是使晶体管上“电流、电压不同时出现”。

D类功率放大器一般由两个晶体管构成，两只晶体管轮流导通、截止，实现电流、电压的不同时出现条件。

但其晶体管和寄生电容耗能都是单管放大电路的双倍。

同时，在开关瞬间存在两晶体管同时导通或截止引起二次击穿造成晶体管损坏的危险。

工作频率比较低时,晶体管开关延时可以忽略,晶体管近似理想开关,不会产生损耗；在高频下,晶体管开关延时不可忽略,会引入损耗,另外元器件本身也会有损耗。

因此,D类功放适合于频率较低的应用,并不适用于射频领域，D类放大器现在主要应用于音频领域。

如图所示为D类功率放大器的电路结构。

2.1.2 E类功率放大器为了克服D类功放在不完全导通与不完全截止过程中引入的较大损耗,提出了E类功放的设计。

与D类功放不同,E类功率放大器采用单只晶体管,可工作于较高的频段，漏极电流为直流和漏极分路电容的充电电流之和。

E类放大器是一种开关式的高效率放大器,理想情况下,效率可达100%。

在这种功率放大器中,足够强的驱动电压使得输出功率管在完全导通和完全截止之间瞬时切换,流过开关的电流与开关上电压波形没有重叠,因而开关不消耗功耗。

E类功率放大器的主要设计思想为:功放管截止时,使集电极电压的上升沿延迟到集电极电流等于零以后才开始;功放管一导通时,迫使在集电极电压等于零以后,才开始出现集电极电流,使功放管从一导通至截止或者从截止至导通的开关期间,功放管功耗最小。

如图所示为E类放大器的开关等效电路。

2.1.3 F类功率放大器E类功率放大器虽然克服开关在不完全导通时的损耗,提高了工作效率，但它要求驱动信号具有很快的上升时间和较高的功放管承受电压,这样大大限制了它的应用。

F类功率放大器就是针对E类功放的这些限制原因而研究出的一种新型的功率放大器，F类功放使用多个谐波谐振网络对晶体管的漏端电压和电流中的谐波成分进行整形,使得其负载对奇次谐波开路,对偶次谐波短路。

漏极电压波形中包含奇次谐波,而漏极电流波形中包含基波和偶次谐波漏极电压与电流相位相差150,因此晶体管漏端的电压波形与电流波形没有重叠区,减小开关的损耗,提高功率放大器的效率。

F类功放的电路结构如下图所示。

2.1.4 S类功率放大器S 类放大器本质上是基于脉冲宽度调制的高效率低频调制器。

通常使用一个晶体管和二极管来作为开关，产生方波电压。

开关频率必须大于调制频率4－5 倍。

脉冲宽度正比于输入包络信号的幅度，所以在输出端必须加上一个对开关频率和它的谐波能产生高阻抗的低通滤波器，用来恢复出包络信号。

理想工作情况下，晶体管上不会同时出现电压和电流，所以效率极高。

但是实际工作中，二极管和晶体管由于导通饱和电阻不为零，以及开关通断时间不为零，导致了损耗，特别是在高频时更严重。

典型的S类功放电路如图所示。

2.2 提高功率放大器效率的技术2.2.1 Doherty技术线性度的提升往往以功率回退的形式来得以实现，而功率回退必然会导致放大器效率的急剧降低。

1936年Doherty提出的高效率方案能够很好解决这一难题，Doherty技术能够使放大器在很宽的功率变化范围内保持高效率输出。

Doherty技术是目前比较成熟的功率放大器技术，其基本原理是分别放大信号的峰值功率和平均功率来提高功放效率。

如图所示为Doherty结构框图。

由两个平行放大器构成，一个主功放，又称载波功放，另一个是辅助功放，又称峰值功放。

其中，主功放偏置在AB类，辅助功放偏置在C类。

主功放后面和辅助功放前面各有一段λ/4的微带线，分别起阻抗变化的作用和相位平衡的作用。

两支路经由λ/４微带线进行合路并将放大后的信号输出。

当主放大器接近饱和时辅助放大器输出电流，由此减小的主放大器的输出阻抗，这样就能让主放大器在达到饱和时输出更多的电流。

2.2.2 ET技术（包络跟踪技术）ET也即动态偏置功率放大器，通过调节偏置电压减少直流功耗，极大地提高功率放大器的效率。

其技术难点主要在于动态偏置和射频信号的同步问题。

它通过检测输入信号的包络，为不同大小的瞬时输入信号提供不同的偏置电压。

其结构框图如图所示。

定向耦合器将输入包络信号分为两路，在下支路里，带着幅度和相位信息的包络信号直接驱动线性功率放大器；上支路经过检波器检测出输入信号包络波形，由直流电压表示。

通过对包络电压定标，该电压即可表示输入功率的大小。

在不同的输入直流电压驱动下，DC-DC 变换器为功率放大器提供与输入功率成比例的偏置电压，也即动态偏置。

在该技术中，线性放大器可以选择A 类放大器。

延迟线用来补偿上下支路间的相位差，如果设计不好将会导致最终的输出信号严重失真。

2.2.3 EER技术（包络消除与恢复技术）当信号采用同时调幅和调相的调制技术，即可变包络调制时，需要使用线性功率放大器对信号进行放大，但是为了得到一定的线性度，如果采用功率回退，将使功放效率降低。

而包络消除与恢复技术能在峰值功率输出和较低功率输出时保持较高的功率效率。

在传统模拟EER 技术中，需要分离包络和相位调制信号，用一种类型的功放放大包络信号，用另一类型的功放放大恒定包络的相位信号。

如图所示为采用模拟EER技术的原理电路。

功分器将RF 输入信号分成上下两路，上支路经包络检波器检出包络信号，再由S 类放大器放大，作为高效率RF 功放的馈电电源；下支路通过限幅器，得到恒定幅度的相位调制信号，用它驱动恒包络放大器RF。

最后通过振幅调制恢复相位调制载波的包络，将输入信号放大输出。

2.2.4 LINC技术LINC（使用非线性元件的线性放大器）作为振幅调制信号的线性功率放大器工作，它组合两个高效率的功放（E 类、F 类），对宽输入信号提供了线性特性和高效率。

如图所示为LINC原理框图。

输入振幅调制信号通过DSP，产生两个恒包络，但相位相反的正弦信号。

然后经两个高效率放大器放大，最后在输出端得到线性放大的信号，由于PA采用的是开关类放大器，所以效率大为提高。

同时LINC技术也面临的一定问题：一是为了获得良好非线性成分对消效果，两个放大支路必须良好的匹配，但在高频率工作时是很难做到的。

第二是输出采用了非线性失真对消方法，会对效率造成一定的影响。

三、发展趋势3.1 F3/E类功率放大器这是一种E/F类功率放大器的对偶结构。

将F类功率放大器的谐波控制单元电路引入逆E类功率放大器的负载结构，以改善放大器性能。

如图所示是一种具有逆E类功率放大器负载网络及F类功率放大器谐波控制特点的放大器拓扑结构图。

器件栅极电压偏置与B类功率放大器偏置点相同，可使放大器工作在开关状态，因此功率放大器管可由一个理想开关模型替代。

C n//L n谐振单元可视为对频率成分nf0构成无穷大阻抗，在逆E类功率放大器负载网络中加入这个谐振单元，可改变功率放大器漏极电压、电流的频率成分及时域波形。

通过选取合适的n 取值，能够使放大器性能获得提升。

当n为3时，该功率放大器模型造成了对三次谐波的断路条件，并且可适应ZCS，ZCDS边界限制。

本文将这种结构称为F3/ E类功率放大器。

分析结果表明，该F3/ E类功率放大器的漏极电压、电流的时域波形平滑、连续且不重叠，可使放大器获得100%的工作效率。

3.2 双频F/IF类功率放大器当出现谐波频率的冲突问题时,可以通过F类和IF类两种功放模式的组合运用来解决。

假设信号频率为f1和f2,2f1≈3f2,如果按照先前的双频F类功放方式设计,在2f1处需要实现短路,在3f2处需要实现开路,这对于2f1≈3f2的情况来说,是很难实现的。

对此,我们提出了一个新的解决思路:可以让其中的一个频率f1工作于F类功放状态,另一个频率f2工作于IF类功放状态。

即对应需要在2f1处和3f2处都实现短路。

这样两个频点原本冲突的谐波阻抗匹配就被和谐地统一到了一起。

该双频F/IF类功放的输出端电路结构如图所示。

首先,实现比较接近的两个谐波频率的阻抗调谐。

将谐波匹配电路放在功率晶体管漏极管脚输出的第一段,由两个并联枝节(TL1和TL2)在电路中引入这两个频率的短路点,然后通过一段微带线(TL5)变换到需要的阻抗值。

由于这两个频率非常接近,只需要一段微带线就可以实现它们所需要的阻抗转换。

然后由两条并联枝节(TL3和TL4)引入相距较远的另外两个谐波频率的短路点。

由于频率和阻抗值都相差较大,为了同时满足它们的阻抗条件,需要引入更多的可调变量。

因此,对之前的两个并联枝节(TL1和TL2)的特征阻抗也进行调整,再加上一段串联微带线(TL6)的特征阻抗和电长度。

调节这4个参数,使得该结构满足另两个谐波频率上的阻抗条件。

3.3 包络放大器和开关E类功放的整合这项技术是基于开关高效率功放和高效率包络功放的结合以获得线性高效率功放。

该设计中采用了带有波纹消除网络的同步降压转换器。

同步降压转换器的提出降低了包络放大器的开关频率和信号带宽的比率。

改进的包络放大器的结构如图所示。

改进的结构是基于带有波纹消除电路的全新的同步整流降压转换器的设计。

无源元件的减少可以提高开关频率，尤其是电容C b,波纹的消除依赖于f sw,C b,L2,L1A,N这些参数的设计。

开关E类放大器的简化原理图如图所示。

3.4 集成CMOS-IPD功率放大器该设计中有源器件采用的是0.18um的CMOS工艺，无源器件采用的是IPD 技术（无源器件集成）。