微带功率分配器设计1. 功率分配器论述：1.1 定义：功率分配器是一种将一路输入信号能量分成两路或多路信号能量输出的器件，也可反过来将多路信号能量合成一路输出，此时也可称为合路器。

1.2 分类：1.2.1 功率分配器按路数分为：2 路、3 路和 4 路及通过它们级联形成的多路功率分配器。

1.2.2 功率分配器按结构分为：微带功率分配器及腔体功率分配器。

1.2.2 根据能量的分配分为：等分功率分配器及不等分功率分配器。

1.2.3 根据电路形式可分为：微带线、带状线、同轴腔功率分配器。

1.3 概述：常用的功率分配器都是等功率分配，从电路形式上来分，主要有微带线、带状线、同轴腔功率分配器，几者间的区别如下：（1）同轴腔功分器优点是承受功率大，插损小，缺点是输出端驻波比大，而且输出端口间无任何隔离。

微带线、带状线功分器优点是价格便宜，输出端口间有很好的隔离，缺点是插损大，承受功率小。

（2）微带线、带状线和同轴腔的实现形式也有所不同：同轴腔功分器是在要求设计的带宽下先对输入端进行匹配，到输出端进行分路；而微带功分器先进行分路，然后对输入端和输出端进行匹配。

下面对微带线、带状线功率分配器的原理及设计方法进行分析。

2．相关技术指标：2.1 概述：功率分配器的技术指标包括频率范围、承受功率、主路到支路的分配损耗、输入输出间的插入损耗、支路端口间的隔离度、每个端口的电压驻波比等。

2.2 频率范围：频率范围各种射频/微波电路的工作前提，功率分配器的设计结构与工作频率密切相关。

必须首先明确分配器的工作频率，才能进行下面的设计。

2.3 承受功率：在大功率分配器/合成器中，电路元件所能承受的最大功率是核心指标，它决定了采用什么形式的传输线才能实现设计任务。

一般地，传输线承受功率由小到大的次序是微带线、带状线、同轴线、空气带状线、空气同轴线，要根据设计任务来选择用何种线。

2.4 分配损耗：主路到支路的分配损耗实质上与功率分配器的功率分配比有关。

如理想的两等分功率分配器的分配损耗是3dB，四等分功率分配器的分配损耗6dB，常以S参数S21的dB值表示。

2.5插入损耗：输入输出间的插入损耗是由于传输线（如微带线）的介质或导体不理想等因素，及端口不是理想匹配所造成的功率反射损耗，常以S参数S21的dB 值表示。

2.6 隔离度：支路端口间的隔离度是功分器的另一个重要指标。

如果从每个支路端口输入功率只能从主路端口输出，而不应该从其他支路输出，这就要求支路之间有足够的隔离度，如两支路端口2和3的隔离度用S23或S32的dB值表示。

2.7 驻波比:在入射波和反射波相位相同的地方，电压振幅相加为最大电压振幅Ｖmax ，形成波腹；在入射波和反射波相位相反的地方电压振幅相减为最小电压振幅Ｖmin ，形成波节。

其它各点的振幅值则介于波腹与波节之间。

这种合成波称为行驻波。

驻波比是驻波波腹处的声压幅值Vmax与波节处的声压Vmin幅值之比。

驻波比是表示两端口合理匹配的重要指标，因此每个端口的电压驻波比越小越好。

2．设计原理：2.1 分配原理：微带线、带状线的功分器设计原理是相同的，只是带状线的采用的是对称性空气填充或介质板填充，而微带线的主要采用的是非对称性部分介质填充和部分空气填充。

下面我们以一分二微带线功率分配的设计为例进行分析。

传输线的结构如下图所示，它是通过阻抗变换来实现的功率的分配。

在现有的通信系统中，终端负载均为 50Ω，也就是说在分支处的阻抗并联后到阻抗结处应为 50Ω。

如上图匹配网络，从输入端口看Z in = Z 0 =50Ω，而Z in = Z in1 // Z in 2 = 50Ω，且是等分的，所以 Z in1 =Z in 2 ，①处 Z in1、②处 Z in2 的输入阻抗应为 100Ω，这样由①、②处到输出终端 50Ω需要通过阻抗变换来实现匹配。

2.2 阶梯阻抗变换：在微波电路中，为了解决阻抗不同的元件、器件相互连接而又不使其各自的性能受到严重的影响，常用各种形式的阻抗变换器。

其中最简单又最常用的四分之一波长传输线阶梯阻抗变换器（图 2）。

它的特性阻抗 Z1 为待匹配的阻抗。

根据特性阻抗匹配原理：Z in=(Z01×Z01)/R L，其中Z in为匹配后的输入阻抗，Z 01为四分之一波长传输线特性阻抗, R L为负载阻抗，则Z1= Z 0⋅Z 2，其长度 L 为中心频率导引波长的 1/4，即 L=λg/4。

相当于电长度θ为θ=π/2。

对于单节的 1/4 波长阻抗匹配，Z1= Z0⋅Z2 (Z0=Z2=50Ω) 所以Z1= Z 0⋅Z 2 = 2×50Ω=70.7Ω。

这种变换器的显著特点就是简单，用任一种形式的传输线均能实现，但当频率偏离中心时，其电长度不再是π/2，变换特性也随之恶化。

它对频率的敏感，使它仅适合于窄带运用。

在需要宽带匹配的场合，应采用多节阶梯阻抗变换器或各种渐变线变换器。

在多节阶梯阻抗变换器中，各阻抗阶梯所产生的反射波彼此抵消，于是匹配的频带得以展宽。

多节阶梯阻抗变换器中最常用的是每节长度为1/4 波长变换器（图 3）。

图3：多节λ/4 阻抗变器示意图由于本课题为一窄带功分器，所以只针对单节阻抗变换进行分析，多节阻抗变换不再详述。

进行完阻抗变换后，如果一个功分器各输出路之间没有隔离，信号就会相互干扰，无法实现功分，那么下面我们将对如何实现隔离进行分析。

2.3 隔离原理：上面运用阶梯阻抗变换器原理仅仅对功分器的传输进行了匹配，而每个输出端口间并没有进行匹配，所以端口间没有隔离。

为了实现隔离可以通过输出路与路间的阻抗匹配（常称为隔离电阻）达到要求，那么下面采用奇、偶模法来进行分析。

图 4：激励响应示意图如上图，当输出端加激励U 时，可等效为偶模激励和奇模激励的叠加。

图5：偶模电压激励等效图如图 5，当偶模电压激励时，两路的相位相同，则信号沿阶梯阻抗变换器传输，理论上隔离电阻上是没信号的，前面已经分析这个电路是完全匹配的。

图6：奇模电压激励等效图如图 6，当奇模电压激励时，两路的相位相差 180 度，则信号沿隔离电阻传输，要达到匹配，则需对隔离电阻进行分析。

当节数 m=1 时，在分配原理中已经进行了分析，如图 6，此时1/4 波长阻抗为 100Ω，则 R//100Ω= Z0 =50Ω，隔离电阻 R=100Ω。

当 m=2 时，隔离电阻的计算公式如下：图7：两节二功分器示意图3.设计步骤：功分器的设计可以分为以下几个步骤来进行。

3.1 确定相对带宽：根据频率范围确定中心频率：F0=(F1+F2)/2 (F1,F2分别为上限频率和下限频率)，则相对带宽W=(F2-F1)/F0。

3.2 确定 T 型节处的阻抗变换比：根据上面分配原理可知，对于公分器在 T 型节处，阻抗比为：一分二：R=2 一分三：R=3 一分四：R=43.3 确定 1/4 波长阻抗变换器的节数：一般可以根据 m=f2/f1（f2 为终止频率，f1 为起始频率）来确定。

3.4 计算1/4 波长的阻抗（对输入输出端驻波进行匹配）：根据上述阶梯阻抗原理对每一级 1/4 波长进行匹配，确定每一级的阻抗，从而根据线路板的厚度及介电常数确定好传输线的宽度，传输线的长度是中心频率的 1/4 导波长。

3.6 计算每一级的隔离电阻（对输出端间进行匹配）：根据上述隔离原理可以通过阻抗变换对输出端口间进行匹配，从而使设计满足需要的隔离。

3.7 插入损耗分析：插入损耗主要指理论损耗与附加损耗，理论损耗指理论上即存在的，是不可以消除的，这从能量守恒原理可知，对于功分器理论损耗为：理想分配损耗（dB）=10log(1/N) （N 为功分器路数）参见表Ⅰ。

设计时一定要考虑如何尽量减小由接头、线路板、电阻等引起的附加损耗，这就要求对材料进行分析，选择合适的材料也是很重要的。

表Ⅰ：常见功分器的理论损耗3.8 功分器功率分析：我们知道，当从功率分配器的输入端加一功率，由于每一路间的信号是同幅同相的，而且理论上电路是完全匹配的，所以隔离电阻上无功率通过，也就是说不承受功率，所以功分器的功率容量主要根据插入损耗计算出在传输线上损耗的能量，从而计算出能够承受的最大功率即可。

当功分器作为合路器使用时我们可以根据以上隔离电阻原理进行分析，计算出隔离电阻上所承受的功率。

下面以一分二功分器作为合路器，以 10W 功率输入为例：（1）当一输出端输入 10W,其它端口接负载时，输入端输出的功率为5W,另一端口输出功率为 0，隔离电阻消耗功率为 5W。

（2）当功分器两输出端输入同幅同相 10W 功率信号，输入端输出功率为20W,隔离电阻不消耗功率。

（3）功分器两输出端输入同幅反相 10W 功率信号，输入端输出功率为 0,隔离电阻消耗功率为 20W。

4、设计实例：以 10.4G-10.5G 微带一分二的设计为例4.1 技术指标：频率10.4G-10.5GHz，端口阻抗50Ω，带内分配损耗≤4dB,两支路隔离≥25dB。

4.2 计算：4.2.1 计算节数：据m=f2/f1，确定一节即可实现。

4.2.2 计算阻抗：Z1=Z2 = Z 0 Z 2 = 2×50Ω=70.7Ω。

4.2.3 确定隔离电阻：据一节功分器R//100Ω= Z0 =50Ω，则隔离电阻 R=100Ω。

4.2.4 计算线宽和线长：线路板厚 0.5mm,介电常数 2.65。

利用微波仿真软件Microwave Office计算出：两支路线长即四分之一波长L=4.9mm，70.7Ω线宽W1=W2=0.76mm，50Ω端口线宽W=1.4mm。

4.2.5 建模与仿真：为使设计出的产品指标更为准确，减少调试量，先用微波仿真软件Microwave Office进行设计仿真，并做适当优化，以满足设计指标。

图8：Microwave Office仿真模型如图8建立模型进行仿真分析10.3G到10.6GHz频带内的隔离和分配损耗，（为更清楚的看到各曲线随频率变化的趋势故将频带向所需带宽左右各延伸100MHz），其结果如图9。

图9：Microwave Office仿真结果分析其结果发现，分配损耗满足要求但隔离度不够，因此需要对其做进一步优化处理对其分支线长度L作为变量进行优化计算，当W1=W2=0.76mm,L=4.5mm时其结果满足设计要求,如图10。

图10：Microwave Office仿真结果4.3 设计输出：4.3.1 PCB据以上计算结果进行PCB布板，由于其工作频率高为使实际结果与仿真结果更为接近，在画图时要注意精度的控制。

为减少PCB分布参数的影响要对接“地“做好处理，因此使用双面板并使用螺钉充分固定。

隔离电阻使用0603封装薄膜电阻。

如图11。

图11：PCB图4.3.2 整体结构为减少接“地“问题，接头出处问题以及空间其他因素影响测试结果，要加工一金属盒子将PCB装入其中，并加盖封闭。