蓄电池充放电管理系统摘要：本系统以双向半桥变换器为核心，可模拟蓄电池的充放电管理，实现能量的双向传输，使用Infineon16位单片机XE162为控制核心，实现了额定工作状态下双向输出电流稳定在±3A，同时根据蓄电池电压的不同，实现对蓄电池的浮充和特定的充放电曲线。

实验结果表明：在蓄电池电压E维持在15V时，直流母线电压U bus在较宽范围内变化时，能够以恒定电流I1=0.05A向蓄电池进行浮充，误差小于20%；在蓄电池电压E维持在9V时，直流母线电压U bus在较宽范围内变化时，能够实现要求的充放电曲线，误差小于10%，系统额定充电效率达到90.05%，此外，系统还具有过压（U bus≥28V）保护与欠压（放电模式时E≤7V）保护，以及自动恢复功能，和具有两侧电压、充放电电流的显示功能。

关键词：双向半桥变换器PI闭环控制电流电压测量一、方案论证1.1双向DC/DC变换器方案一：双向Buck/Boost变换器Boost-Buck图1 Buck/Boost变换器当Buck/Boost变换器正向工作时，此时开关管S1工作，S2截止，若S1处于导通状态，电池组和输出电容C2分别对电感L和负载供电，若S1处于关断状态，二极管D2正向偏置导通，电感L对输出电容C2和负载供电，因此可以通过改变S1的占空比来调整变换器的输出电压U2，当Buck/Boost变换器反向工作时，此时开关管S1截止，经过一个固定的死区时间后，开关管S2开始工作，能量反向流动，实现对电池组的充电，通过改变S2的占空比可以控制充电电流，使其限制在最大反向电流。

若S2导通时，电容C1对电池组充电，能量存储在电感L中，当S2关断时，二极管D1正向偏置导通，电感L对电池组和电容C1充电。

方案二：双向半桥变换器Buck/Boost图2 双向半桥变换器双向半桥变换器正向工作时，开关管S1开始工作，S2截止，此时电路为Boost升压变换电路，反向工作时，开关管S2开始工作，S1截止，此时电路为Buck降压变换电路。

方案三：双向Cuk变换器图3双向Cuk变换器当双向Cuk变换器正向工作时，S1开关工作，S2截止，Cuk变换器中的电容C3的容量要求很大，变换器稳态工作时，C3的电压基本保持不变，S1导通时，电池组向电感L1充电，电容C3经负载和电感L2放电，当S1关断时，电池组和电感L1向电容C3充电，电感L2可为负载供电。

当反向工作时，开关管S1截止，S2工作，当S2导通时，负载向电感L2充电，电容C3经电池组和电感L放电，当S2关断时，负载和电感L2向电容C3充电，电感L1向电池组供电。

综上所述，双向Buck/Boost变换器和双向半桥变换器利用电感传递能量，与双向Cuk变换器相比可以节省一个大容量高额定电压的传递电容，另外，双向半桥变换器的开关元件和二极管的电压应力和电流应力最小，在相同条件下，它可以选择电压额定值较小的器件，另外该变换器的有源元器件的导通损耗最小，较其他变换器的效率更高，所以我们选择方案二。

1.2总体方案描述BOOST 升压电路BUCK 降压电路 ADC 电压电流采样XE162单片机液晶显示PI 算法调节PWM红外遥控EUbus图4 总体方案系统采用英飞凌公司 16 位单片机 XE162作为核心控制器，为了实现蓄电池电压E=9V 时，24V ≤Ubus ≤26V 时，能够以I1=0.05A 向蓄电池进行浮充，在E=9V ，22V ≤Ubus ≤24V 时，能够实现图5所示的充放电曲线,在额定工作状态下（E=12V ，Ubus=24V ），系统能够双向输出电流（I1=±3A），利用XE162内部的集成10 位ADC 采样蓄电池电压E ，直流母线电压Ubus ，两侧电流I1和I2。

,根据采样得到的蓄电池电压E 的不同，系统采用不同的 PI 算法策略计算得到两个开关管的工作状态和开关管的占空比，再利用单片机内部的CCU60（PWM 生成单元）产生驱动信号，送入IR2110驱动模块，控制开关管的开通与关断，同时系统通过液晶实时显示系统两侧的电压电流。

图5 自动充放曲线二、 理论分析与计算2.1 参数设计主电路的电路图见下图，可见主要的器件与参数设计有：电容C 1和C 2，电感L 1，二极管D 1，D 2，开关管Q 1，Q 2，具体计算如下：图6 主电路2.1.1电感L 1，电容C 1和C 2当双向半桥变换器正向工作时，开关管Q 1开始工作，Q 2截止，此时电路为Boost 升压变换电路，等效电路表示如下：图7 Boost 升压变换电路输入电源电压V in 在18~21V ,输出电压V o 为30V ，开关频率设置为40KHz ，电感电流连续时，有V o =V in 1−D计算可知D min =1−V inmax V omin =1−2130=0.3 D max =1−V inmin omax=1−18=0.4 输入电源电压和输出电压变化时，占空比的变化范围为0.3~0.4，临界负载电流I OB =V o 1sD(1−D)2 当D =1/3≈0.333时，I OB 有最大值I OBmax =2Vo 27L 1fsD 越接近0.333，I OB 越大，令最小负载电流I omin 大于临界负载电流I OB ，即I omin >V o 2L 1f sD(1−D)2 取I omin =0.3A则L1≥V o2f s I ominD(1−D)2=302×40×103×0.3×13×(1−13)2=0.185mH留取裕量，取L1=0.2mH。

取输出电压纹波小于1%，则∆V o V o =D∙f Cf S=D∙1f S∙1RC2≤0.01D越大，则∆V oV o越大，故f c=1RC2≤0.01×f SD=(0.01×40×103)0.4=1.0KHz负载电阻为30Ω。

则C2≥D max0.01Rfs=0.40.01×30×40×103=33uF留取裕量，取C2=100uF。

反向工作时，开关管Q2开始工作，Q1截止，此时电路为Buck降压变换电路。

等效电路表示如下图8 Buck降压变换电路输入电源电压在24~36V,输出电压在18~21V，开关频率设置为40KHz，电感电流连续时，有V o=DV in计算可知D max=V omaxV inmin=2124=0.875D min=V ominV inmax=1836=0.5在工作范围内占空比D在0.5~0.875之间变化，要电流连续必须最小负载电流I Omin大于临界负载电流I omin≥I OB=V o2L1f s(1−D)取I omin=0.4A 则L1≥V o2f s I omin(1−D)=18.52×40×103×0.4×(1−0.5)=0.289mH取L1=0.3mH，与Boost电路电感取值一致。

取I omax=2A,电流输出纹波为0.01A，则∆I o I o =π22(f C f S)2(1−D)=0.005 D 越小，则∆Io I o 越大，故 f c =12πL 1C 1≤f S π√2×0.0021−D =40×103π√2×0.0021−0.5=1.1139kHz 为此要求C 1≥1−D 8π2L 1f c 2=1−D 8×0.005×L1×402×106=68uF 留取裕量，取C 1=100uF 。

综上所述，取C 1=100uF ，C 2=100uF ，L 1=0.3mH 。

2.1.2二极管二极管截止时所承受的电压要高于28V ，通过二极管的最大电流为3A ，可以选择动态特性良好，导通压降小的肖特基二极管MBR20100,其额定电流为20A ，耐压100V ，导通压降0.8V ，满足设计要求。

2.1.3开关管开关管截止时所承受的电压要高于28V ，通过二极管的最大电流为3A ，所以耐压值要高于 28V ，额定电流应高于3A ；同时由于开关管工作在近 40kHz 下，且开关损耗与驱动损耗关乎变换器效率，可以选择IRF540N ，击穿电压可到100V ，最大电流为23A ，导通电阻小于77m Ω，开关管上升时间为39ns ，可满足设计要求。

2.2 双向DC/DC 工作原理双向半桥变换器正向工作时，开关管Q 1开始工作，Q 2截止，此时电路为Boost 升压变换电路，Boost 升压原理如下：在开关管Q 1导通T on =DT s 期间，二极管D 2截止，输入电压V in 加到升压电感L 1上，电感电流i L 线性增长：L 1∙di L /dt =V in ，在Q 1导通期间，i L 的增量 ∆i L+=V in 1∙T on =V in 1∙ D ∙T s 此时，由于二极管D 2截止，负载由电容C 2供电，选用足够大的C 值可使V o 变化很小，近似分析中可认为在一个开关周期T s 中V o 恒定不变。

在开关管Q 1阻断的T off =T s −T on =(1−D )T s 期间，此时输入电压V in 和i L 向负载和电容供电，i L 减小，C 2充电，加在L 1上的电压为V in −V o ，V o 大于V in ，i L 线性减小，L 1∙di L /dt =V in −V o ，在Q 1截止期间，i L 的减小量∆i L−=V o −V in L 1∙(T s −T on )=V o −V in L 1∙(1−D )∙T s 稳态工作时，Q 1导通期间，电感电流的增量∆i L+等于Q 1截止期间的减小量∆i L−，得到升压比M =V o /V in =1/(1−D)。

反向工作时，开关管Q 2开始工作，Q 1截止，此时电路为Buck 降压变换电路，Buck 降压原理如下：在开关管Q 2导通T on =DT s 期间，直流电源电压V in 经开关管Q 2直接输出,电压V EO =V S ,这时二极管D 1承受反压而截止，电源电流经开关管Q 2流入流入电感负载，电感电流上升，在开关管Q 2阻断的T off =T s −T on =(1−D )T s 期间，负载与电源脱离，由于电感电流不可能立即为0，电感电流经负载和二极管D 1续流，如果Q 2阻断的整个T off 期间，电感电流经二极管D 1环流时并未衰减到0，则二极管D 1一直导电，变换器的输出电压V EO =0，在一个周期T s (2π)中，输出电压V EO 为脉宽为θ角、幅值为V in 的矩形脉波。

脉波周期为T s 、角频率为ω=2πf =2π/T s ，脉宽角度θ=ωT on =2πT on /T s =2πD ，占空比D =θ/2π, V EO (ωt)的傅里叶表达式为V EO (ωt )=C 0+∑a n cos(nωt)∞n=1输出电压的直流平均值V O =C 0=12π∫V EO d (ωt )=2π012π∙V in ∙θ=12π∙V in∙2πD =DV in 得到变压比M =V o /V in =D 。