帯阻滤波器研究1 绪论1.1带阻滤波器的研究意义微波滤波器具有选频、分频和隔离信号等重要作用,在现代微波毫米波通信、卫星通信、遥感和雷达技术等系统中应用广泛，其性能的优劣将直接影响到整个系统的运行质量。
而带阻滤波器作为微波滤波器的一种,在通信系统中也起着十分重要的作用。
通常在许多微波系统中,要求信号传输时，衰减应尽可能的小,而对不需要的噪声、干扰、杂散等则要抑制掉，即需具有很高的衰减度。
带阻滤波器适于在宽频范围滤除某窄带频，无线通信系统中抑制高功率发射机、非线性功放的杂散频谱以及带通滤波器的寄生通带等，这时，如采用一个或几个带阻滤波器来抑制它们，就比采用带通滤波器的宽阻带来抑制更加灵活有效。
传统的带阻滤波器设计结构一般是由1 /4波长短截线谐振器，并沿主波导或主传输线排列，而谐振器间隔为1/ 4波长的奇数倍，这种结构的带阻滤波器的矩形系数不够理想且体积庞大。
事实上，比较带通滤波器和带阻滤波器的频率响应，不难发现，带通滤波器的回波损耗对应带阻滤波器的带内衰减，带通滤波器的通带对应带阻滤波器的阻带，带通滤波器的传输零点对应带阻滤波器的反射零点，可见将带通滤波器的各种拓扑结构来实现带阻滤波器的设计是可行的。
随着信息产业和无线通信的蓬勃发展，微波频段呈现相对拥挤的状态，这就对滤波器的性能提出了更高的要求，尤其是在移动通讯基站双工器和多工器中使用的滤波器，除了通带内低插入损耗、小型化的要求外，对通带外的衰减更是提出了苛刻的要求。
据此传统的滤波器，比如：最大平坦和切比雪夫滤波器很难胜任。
增加滤波器的阶数，可以提高矩形系数，是一种在传统的滤波器设计中比较有效的方法，但这样体积、带内插损均增加了。
虽然椭圆函数滤波器具有带外有限零点，零点位置却由阶数决定，且只适用于零点位置对称的情况。
以广义切比雪夫函数实现的滤波器通过非相邻谐振腔的交叉耦合，可以产生有限零点，且这些零点可以是对称的，也可以是非对称的，这使得可以更加灵活地根据需要对滤波器的带外抑制度进行调节，提高其矩形系数。
另外，通过引入源与负载间直接耦合，N阶交叉耦合滤波器可以实现N个带外有限远处的零点。
但这种结构源与负载之间需要很强的耦合，在一些实际应用中不易实现。
非谐振节点的引入，N阶滤波器能产生N个有限频率的零点而不需源与负载直接耦合，也不必交叉耦合。
这种方法还便于滤波器的模块化设计，即用于将简单的产生传输零点的结构进行级联，使得每个单元仍能独立的控制其零点，故这种结构的滤波器便于调谐并降低了制造公差的灵敏度。
同轴腔体滤波器在微波频段是应用最广泛的滤波器之一。
同轴腔体滤波器的带内插损低，结构紧凑，有电容加载时，同轴腔体滤波器的体积可以做得很小，此外，其还有功率容量高等优点。
据此，采用同轴腔体滤波器设计选频双工器，通过改变传统结构，可实现很高的收端异频隔离度和收端同频隔离度。
1.2国内外带阻滤波器的研究现状在过去的几十年中，带通滤波器已经被广泛研究，但是带阻滤波器的报道较少。
一般带阻滤波器设计是由1/4波长短截线谐振器构成的，谐振器间隔1/4长的奇数倍并沿主波导或主传输线排列，这种结构的带阻滤波器的矩形系数不理想且体积庞大。
事实上,考虑到带通滤波器和带阻滤波器的频率响应,不难发带通滤波器的通带对应带阻滤波器的阻带,带通滤波器的回波损耗对应带阻滤器的带内抑制，带通滤波器的传输零点对应与带阻滤波器的反射零点，所以使广泛应用于带通滤波器的耦合拓扑结构来设计带阻滤波器是可行的。
在传统的带阻滤波器设计中，提高矩形系数一种有效的方法就是增加滤波的阶数，但这样做是以牺牲体积和插损为代价的。
虽然椭圆函数滤波器具有带传输零点，但是零点位置是由阶数决定的，且椭圆函数滤波器只适用于零点位对称的情况。
而交叉耦合结构,它的传输零点位置可以任意设置在阻带有限远处而且个数最多可达到和滤波器的阶数一样多。
这种结构既能实现对称的带外抑的情况，也能实现非对称的带外抑制情况。
在高功率通信系统中，为了抑制高功率放大器的杂散干扰，或者邻带的噪声和干扰，往往需要使用双频带阻滤波器。
设计双频带阻滤波器的方法为：首先，零点设置在低通原型带内时，经过映射和频率变换后成双频带通滤波器，同样的将双频带通滤波器转换成双频带阻滤波器。
应用此基本原理进行设计的双频带滤波器具有选择性高、抑制度好、易于加工调试等优点。
20世纪60年代，G.L.Matthaei系统的描述了滤波器的设计，其中对切比雪夫和椭圆函数型的带阻滤波器的设计描述也较为详细，结构都是由短截线谐振器构成，谐振器间的间隔为1 4波长的奇数倍，并沿主波导或主传输线排列。
70年代，Atia和Williams最早提出了交叉耦合滤波器等效电路的通用理论模型。
80年代初期，滤波器设计方法的研究，主要是以实数传输零点来分析和综合交叉耦合滤波函数低通原型元件值。
1983年，Jian-Ren.Qian和Wei-Chen.Zhuang为得到高性能的带阻滤波器，首先提出了将应用于带通滤波器的耦合谐振腔模型进行修改，用于带阻滤波器的设计，但是该滤波器的结构复杂，其是将一个含有孔缝耦合的谐振腔再耦合到主波导上。
此后，在A.E.Atia提出的窄带等效电路模型和耦合矩阵概念基础上，R.J. Cameron，S.Tamiazzo，G.Macchiarella和H.C.Bell等对广义切比雪夫滤波器的综合方法作了进一步改进，由矩阵相似变换特点，提出了针对不同拓扑结构，其对应耦合矩阵的不同消元方法，这使得广义切比雪夫滤波器更贴近实用，运用范围更广。
其中S.Tamiazzo给出的移项消元是在H.C.Bell提出的轮型结构基础上进行的消元；S.Tamiazzo和G.Macchiarella从不同的角度给出了CT，CQ拓扑结构的消元方法；R.J.Cameron给出了折叠型（folded），异型（Cul-de-Sac）拓扑结构滤波器的消元方法。
这些消元方法为滤波器的实际设计提供了种类繁多的拓扑结构，使滤波器的设计更加灵活。
2000年后，S.Amari，R.N.Gajaweera等根据滤波器传输系数和反射系数多项式表达式的特点，得到了能很好的实现滤波器性能的目标函数，即结合二端口网络的定义与窄带电路模型等效参数，得到由耦合矩阵系数表示的目标函数，利用梯度优化法，也得到了实现交叉耦合滤波器性能的等效电路参数。
优化法具有理论简单，方法丰富，优化结果灵活多样等优点。
在国内，强锐等利用遗传算法与Solvopt算法相结合的优化方法，得到了窄带等效电路参数，即耦合矩阵。
优化法利用现成的数学优化算法，根据技术指标和指定的拓扑结构对耦合矩阵进行优化，为使优化出来的耦合系数便于物理实现，应将对其进行一定范围的限制，即提取出具有物理意义的耦合系数。
2004年，Smain Amari将源与负载直接耦合结构应用于带阻滤波器，用综合带通滤波器耦合矩阵的方法综合带阻滤波器的耦合矩阵，但是所综合的耦合矩阵未经过消零，其中的某些对角交叉耦合是不便实现。
2005年，Richard J.Cameron 结合上述方法，提出了一种新型的带阻结构：即源与负载直接耦合的cul-de-sac 结构，这种结构由于在物理结构上容易实现，因而在滤波器的设计中应用比较广泛。
带阻滤波器的可调性也是研究的重要方向，对滤波器的成品率有重要影响。
combe 对带阻滤波器在MIC 中的可调性进行了科学的试验，并设计了一款可以随使用时进行调谐调节的带阻滤波器。
G .L.Matthaei 中采用带阻滤波器的调谐方法进行了试验，在滤波器的H 面调谐方式有了很好的结果，并对E 面的调谐方式也进行了部分探讨。
Auffray 中则是对带阻滤波器的E 面调谐进行了试验，得到了相似的结果。
Liu,A.Q 对带阻滤波器和带通滤波器的调谐也做过类似的研究。
对带阻滤波器的其他方面进行的研究也很多，如在2005年的文献中，Torgow,E.N 和Collins,G .E 对带阻滤波起在高功率方面的应用进行了介绍，表明带阻滤波器在高功率方向将可以得到很大的应用前景。
2 设计原理由集总元件低通滤波器原型可以变换为分布参数帯阻滤波器，分布参数帯阻滤波器采用微带短截线实现，其中理查德变换用于将集总元件变换为传输线段，科洛达规则可以将各滤波器元件分隔开。
通过理查德变换，可以将集总元件的电感和电容用一段终端短路线和终端开路线等效。
即电感等效为终端短路线，电容等效为终端开路线。
终端短路和终端开路的传输线的输入阻抗具有纯电抗的性，利用传输线的这一特性，可以实现集总元件到分布元件的变换。
在设计低通滤波器时，将集总元件转换为分布元件采用了0λ/8长传输线，但这种转换方式不能用于帯阻滤波器的设计。
帯阻滤波器对应于电路的串联和并联连接方式，在中心频率点必须有最大和最小阻抗，考虑到0λ/4长传输线在中心频率点f=f 0处正切函数为无穷大，正好符合帯阻滤波器的要求，帯阻滤波器讲集总元件转换为分布参数元件时采用了0λ/4长传输线。
低通原型变换为帯阻滤波器，需要引入带宽系数bf ，bf 为：)]21(2cot[)2cot(01201ωωωπωωπ--==bf在下边频1ω，采用0λ/4长传输线的理查德变换，有如下的关系（bf ）1ωω=S =1，这相当于低通原型的截止频率Ω=1。
在上边频2ω，采用0λ/4长传输线的理查德变换，有如下的关系（bf ）2ωω=S =-1，这相当于低通原型的截止频率Ω=-1。
3 设计实例及ADS 仿真设计一帯阻滤波器，要求中心频率为4GHz ，带宽为1GHz ，阶数为3阶，阻带衰减小于20dB，阻抗为50 。
3.1设计步骤和参数计算（1）阶数N=3、最平坦响应低通滤波器原型元件值为：g1=1.0=L1；g2=2.0=C2；g3=1.0=L3（数值为归一化值）。
集总参数低通原型电路如图1所示。
图1 低通原型（2）利用理查德变换，将集总元件变换成短截线，相应的参数为：Z1=0.4142；Z2=1.2071；Z3=0.4142（数值为归一化值）。
对应的电路图如图2所示。
图2 短截线等效图（3）利用科洛达规则，将串联短截线变换为并联短截线。
相应的参数为：Z1=3.4142；Z2=1.2071；Z3=3.4142；Z UE1=1.4142；Z UE2=1.4142(数值为归一化值)。
由并联短截线构成的帯阻滤波器如图3所示。
图3 帯阻滤波器3.2ADS仿真仿真原理图如图4所示。
图4 ADS仿真原理图生成的板图如图5所示。
图5 板图仿真结果：S11如图6所示。
图6 S11结果图仿真结果：S21如图7所示。
结果图图7 S21。