低噪声放大器的设计姓名：#### 学号：################ 班级：1########一、设计要求1. 中心频率为1.45GHz ，带宽为50MHz ，即放大器工作在1.40GHz-1.50GHz频率段；2. 放大器的噪声系数NF<0.8dB ， S11<-10dB ，S22<-15dB ，增益Gain>15dB 。

二、低噪声放大器的主要技术指标低噪声放大器的性能主要包括噪声系数、合理的增益和稳定性等。

1. 噪声系数NF放大器的噪声系数（用分贝表示）定义如下：()10lg in inout out S NNF dB S N ⎛⎫= ⎪⎝⎭式中NF 为射频/微波器件的噪声系数；in S ，in N 分别为输入端的信号功率和噪声功率；out S ，out N 分别为输出端的信号功率和噪声功率。

噪声系数的物理含义是，信号通过放大器后，由于放大器产生噪声，使得信噪比变坏，信噪比下降的倍数就是噪声系数。

2. 放大器的增益Gain在微波设计中，增益通常被定义为传输给负载的平均功率与信号源的最大资用功率之比：SLP P Gain =增益的值通常是在固定的频率点上测到的，低噪声放大器都是按照噪声最佳匹配进行设计的。

噪声最佳匹配点并非最大增益点，因此增益Gain 要下降。

噪声最佳匹配情况下的增益称为相关增益。

通常，相关增益比最大增益大概低2～4dB.3.稳定性一个微波管的射频绝对稳定条件是221112212212211,1,1K S S S S S S ><-<-。

只有当3个条件都满足时，才能保证放大器是绝对稳定的。

三、低噪声放大器的设计步骤1.下载并安装晶体管的库文件(1)由于ADS2008自带的元器件库里并没有ATF54143的元器件模型，所以需要从Avago公司的网站上下载ATF54143.zap,并进入ADS主界面,点击【File】——【Unarchive Project】进行安装。

(2)新建工程ATF54143_LNA_1_prj,执行菜单命令【File】——【Include/RemoveProjects】将ATF54143_prj添加到新建工程中，这样新建工程就能使用器件ATF54143了。

2.确定直流工作点低噪声放大器的设计的第一步是设置晶体管的直流工作点。

(1)在ADS中执行菜单【File】——【New Design】，在弹出的对话框中的Schematic Design Templates下拉列表中选择“DC_FET_T”模板，在Name 文本框中输入DC_FET_T，单击【OK】，这样DC_FET控件就被放置在原理图中了。

(2)在原理图中放置器件ATF54143,设置DC_FET控件的参数并连接原理图如图1所示。

图1 完整DC_FET_T原理图(3)仿真得到ATF54143的直流特性图如图2所示。

(4)根据ATF54143的数据手册，如图3所示，在900MHz时，当Vds=3V,Ids=30mA时Fmin接近最小值，此时增益约为23dB，能满足设计要求，故设置晶体管的直流工作点为Vds=3V,Ids=30mA.图2 ATF54143的直流特性图图3 ATF54143直流偏置曲线3.偏置电路的设计(1)创建一个新的原理图biascircuit,并在原理图中放入ATF54143的模型和DA_FETBias控件，放入直流源，连接各部件，如图4所示。

图4 完成后的偏置电路原理图(2)执行菜单命令【Design Guide】——【Amplifier】，在弹出的对话框中选择Transistor Bias Utility,单击【OK】，在弹出的对话框中设置相关参数（Vdd=5V,Vds=3V,Ids=30mA）,单击【Design】将会弹出Bias Network selection 对话框，单击【OK】，ADS将自动生成一个偏置电路，如图5所示。

图5 偏置子电路(3)取R1=33Ohm,R2=224Ohm,R4=26Ohm,新建原理图biascircuit1,画出最终的偏置电路原理图如图6所示。

图6 偏置电路原理图4. 放大器的稳定性分析使用稳定系数也就是K 的“StabFact ”控件来判断电路的稳定性。

只有绝对稳定系数K>1,放大器电路才稳定。

(1)新建原理图LNA_schematic_1,在该原理图中添加各种元器件并设置相应参数。

注意在放大器的直流和交流通路之间要添加射频扼流电路（直流通路实质上是一个无源低通电路，使直流偏置信号能传输到晶体管引脚，而要抑制射频信号，实际中一般是一个电感加一个旁路电容接地，在此先用扼流电感【DC_Feed 】代替。

同时直流偏置信号也不能传到两端的Term ，需加隔直电容，在此先用隔直电容【DC_Block 】代替。

）。

仿真结果如图7所示。

图7 最大增益和稳定系数K 的曲线从图7中可看出，在1.45GHz 时，最大增益为18.89dB,稳定系数为K=1.145，小于1，可见该放大器稳定。

(2)使系统稳定的常用方法是添加负反馈，本次设计中将在ATF54143的两个源极m1freq, GHzS t a b F a c t 1m1freq=StabFact1=1.1451.450GHz m2freq, GHz M a x G a i n 1m2freq=MaxGain1=18.8911.450GHz加小电感作为负反馈。

一般情况下要反复调节反馈电感，使其在整个工作频率范围内稳定。

本次设计中Ls 最终选为1.28nH 。

电路图如图8所示。

图8 晶体管加负反馈后的电路图(3)将理想的DC_Feed 、DC_Block 元器件改成实际器件，在本设计中选用MuRata(日本村田公司)的电容和电感。

(4)将源极的两个电感换成微带线的形式（这两个电感值太小，实际很难做到，而且只要这两个电感有稍微改变会对整个电路的稳定性产生很大的影响。

）。

利用公式rZLl ε081.11=计算得微带线的实际长度为1.09mm 。

(5)全部换成实际器件后的原理图如图9所示。

图95. 噪声系数圆和输入匹配(1)利用ADS进行仿真得到噪声系数圆和增益圆如图10所示。

图10 噪声系数圆和增益圆其中，m4是LNA有最大增益时的输入端阻抗，m5是LNA有最小噪声系数时的输入端阻抗，但是这两点并不重合，在设计时必须在增益和噪声系数间做一个权衡。

对于低噪声放大器首先要考虑的是最小噪声,那么这里最优的输入端阻抗为m5点的阻抗Z*(0.081+j*0.261),其中Z定为50Ohm，则输入端的阻抗为4.05+j*13.05 Ohm。

为了达到最小噪声系数，在晶体管输入端要满足最佳源反射系数optΓ的要求，而整个电路的输入阻抗为Z=50 Ohm，所以需要输入匹配网络把*Γopt(*Γopt为m5处阻抗的共轭，即4.05-j*13.05 Ohm)变换到输入阻抗50 Ohm，输入匹配框图如图11所示。

图11 输入匹配框图(2)利用ADS进行仿真，采用微带线匹配，得到输入匹配电路。

(3)将输入匹配子电路复制到原理图中，并将隔直电容移到源端，此时噪声最优m4m6m5cir_pts (0.000 to 51.000)GaCirclem4m6cirdeDatam5indep(m4)=GaCircle=0.467 / -148.101gain=19.286286impedance = Z0 * (0.389 - j0.245)51indep(m6)=GaCircle=0.406 / -78.133gain=18.286286impedance = Z0 * (0.837 - j0.797)47indep(m5)=cirdeData=0.130 / 65.603ns figure=0.450435impedance = Z0 * (1.081 + j0.261)51化点已经偏离50 Ohm ，现在需要调节输入匹配电路微带线的长度来补偿。

(4) 用Tuning 工具来调节两段传输线的长度，在Tuning 时观察数据窗口的相关曲线的变化以达到理想效果。

最后，把TL3和TL4的电长度分别调到194.894deg 和129.368deg 时可以得到一个好的噪声系数和输入反射系数，结果如图12所示。

图12 Tuning 后的S 参数曲线6. 最大增益的输出匹配(1) 在ADS 中利用Zin 控件得到电路的输出阻抗为150.998-j*16.276 Ohm ，为了达到最大增益，需要利用输出匹配电路将50 Ohm 匹配到150.998+j*16.276 Ohm 。

其中输出匹配框图如图13所示。

图13 输出匹配框图(2)利用ADS 进行仿真，采用微带线匹配，得到输出匹配电路。

(3) 将输出匹配子电路复制到原理图中，并将输出端的耦合电容放到输出端，利用Tuning 工具进一步调节，仿真结果如图14所示，此时TL6=0.151572deg ，m14freq, GHzd B (S (1,1))m14freq=dB(S(1,1))=-11.2551.450GHzm80.81.01.21.41.61.80.62.0freq, GHz d B (S (2,2))m8freq=dB(S(2,2))=-17.0181.450GHzm110.81.01.21.41.61.80.62.001020freq, GHzd B (S (2,1))m11freq=dB(S(2,1))=17.9471.450GHz 0.81.01.21.4 1.61.80.62.0-80-70-60-50-40-30-90-20freq, GHzd B (S (1,2))TL5=9.59764deg。

图14 输出匹配后的仿真结果7.匹配网络的实现(1)利用LinCale工具计算出四段匹配微带线的物理长度如下表所示：其中实际微带线的宽度为1.846290mm。

（2）将所有的理想微带线全部换为实际物理长度的微带线。

微带线换成实际物理尺寸后仍然可以通过Tuning来进行微调。

(4)在电源处加3个电容，分别为1uF，0.01uF，10pF。

原理图如图15所示，仿真结果如图16和图17所示。

m7m14-12-10-14freq, GHzdB(S(1,1))m7m14freq=dB(S(1,1))=-10.0751.400GHzfreq=dB(S(1,1))=-11.5061.500GHzm8m160.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.80.6 2.0-24-22-20-18-16-14-12-10-26freq, GHzdB(S(2,2))m8m16freq=dB(S(2,2))=-16.0961.400GHzfreq=dB(S(2,2))=-16.3581.500GHzm11m130.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.80.6 2.0-20-1010-3020freq, GHzdB(S(2,1))m11m13freq=dB(S(2,1))=17.9171.400GHzfreq=dB(S(2,1))=17.6561.500GHz0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.80.6 2.0-70-60-50-40-30-80-20freq, GHzdB(S(1,2))图15 完整的LNA 电路原理图图16 最终S 参数曲线m7m14-10-12freq, GHzd B (S (1,1))m7m14freq=dB(S(1,1))=-10.0131.400GHz freq=dB(S(1,1))=-10.3471.500GHzm8m160.81.01.21.41.61.80.62.0-25-20-15-10-30freq, GHz d B (S (2,2))m8m16freq=dB(S(2,2))=-17.1331.400GHzfreq=dB(S(2,2))=-17.3971.500GHzm11m13-30-20-10010-4020freq, GHzd B (S (2,1))m11m 13freq=dB(S(2,1))=18.1061.400GHz freq=dB(S(2,1))=17.7451.500GHz 0.81.01.21.4 1.6 1.80.62.0-80-70-60-50-40-30-90-20freq, GHzd B (S (1,2))图17 最终稳定系数和噪声参数曲线8. 版图的设计对于分立的电容、电感、电阻等器件，可以采用ADS 软件自带的分立器件的封装。