电子技术（综合）课程设计题目名称：音响放大器的设计班级：电气1302班学号：姓名：指导教师：吴建国日期：2015.6.27音响放大器的设计1. 设计任务和要求：(1) 具有对话筒与录音机输出信号进行扩音、音调控制、卡拉OK 伴唱等功能。

(2) 主要技术指标：额定功率O W P ≥1（γ<3%）；负载阻抗L 8R =Ω；截止频率L 40f z =H ，H k 10f z =H ；音调控制特性：k 1z H 处增益为0dB ；z H 100处和k 10z H 处有12±dB 的调节范围；VL LH 20A A =≥dB ；话筒放大级输入灵敏度mV 5；录音机的输出信号电压为mV 100；输入阻抗i 20R >>Ω。

（为了保证设计内容的多样性，技术指标部分可另取值）。

(3) 主要器件：CC V =+9V ；话筒（低阻20Ω）电子混响模块一个；集成功放LA4102一只；集成运放LM324一只（或μA741 3只）；W 8/2Ω负载电阻L R 一只；W 8/4Ω扬声器一只。

题目分析或内容摘要：这个音响放大器的设计过程为：首先确定整机电路的级数，再根据各级的功能及技术指标要求分配电压增益，然后分别计算各级电路参数，通常从功放级开始向前级逐级计算。

只需给定电子混响器电路模块，需要设计的电路为话筒放大器，混合前置放大器，音调控制器及功率放大器。

根据题意要求，输入信号为5mV 时输出功率的最大值为lW ，因此电路系统的总电压增益∑uA =L PoP／Ui=566(55dB)，由于实际电路中会有损耗，故取∑uA =600(55·6dB)，各级增益分配如图4所示。

功放级增益4u A 由集成功放块决定，取4u A =100(40dB)，音调控制级在fo=lkHz 时，增益应为1(0dB)，但实际电路有可能产生衰减，取3u A =0.8 (一2dB)。

话放级与混合级一般采用运算放大器，但会受到增益带宽积的限制，各级增益不宜太大，取1u A =7．5(17．5dB)，2u A =l(OdB)。

2. 设计方案甲类放大器作为一种最古老，效率最低，最耗电，最笨重，最耗资，失真最小的放大器输入音 频信号前置放大级电路共射-共基电路共射-共基电路恒压源电路推动级反馈电路至末级 功放沃尔漫电路它有吸引人的音质。

甲类放大器输出电路本身具有抵消奇次谐波失真，且甲类放大器管子始终工作在线性曲线内，晶体管自始自终处于导通状态。

因此，不存在开关失真和交越失真等问题。

甲类放大器始终保持大电流的工作状态。

所以对猝发性声音瞬间升降能迅速反映。

因而输出功率发生急剧变化时，电源电流变化微乎其微。

由这种强大的驱动者来推动扬声器就能轻而易举的获得高保真的重放效果。

为了能得到好的音质,在设计时,我采用了前后级分离。

前置低放和末级功放完全分离,甚至分开供电。

电路的方框图如图1所示。

3 电路组态与频响的关系经过一期的学习，我们学了各种放大电路及其组合形式。

由于所选器件和组合形式的不同，不可避免地要造成诸如输入阻抗、频响、失真、信噪比等方面性能的指标差异，并且最终以音质方面的差异体现出来。

3.1 组态与频响的关系选择电路时，我们希望其频响应尽量平坦宽阔，在整个音频范围内平衡度好。

电路的转换速率和失真也相对低。

通过第五章的学习，我们了解到晶体管C be、Ccb和C o的反馈或分流效应，造成输入、输出信号中的高频分量减少，其中以Ccb的影响最大。

高频信号经该电容反馈主生的“密勒效应”，相当于在放大器输出端并接了一个容量等于Cm(密勒电容)的电容。

Cm和Ccb的关系是：Cm=(1+Kv)C cb （1）可以认为C m是影响放大器高频响应的主要因素。

而耦合电容的容抗主要影响放大器低频频响。

这些因素与电路组态有关。

3.2 共射-共基差分的频响3.2.1 共射-共基电路通过学习我们知道共基放大器由于基极交流接地，集电极电容Ccb的反馈条件被破坏，Ccb转化为C O（共基接地时晶体管的输出电容）。

其影响比Cm自然小得多，而集电极与发射极之间的寄生电容基电路有很好的高频响应。

在音频放大电路中，共一般极小，管子内部反馈的影响也小得多。

所以共基电路不单独作用，而是与共射或场效应管共源放大器直接耦合组成共射-共基或共源-共基放大器。

共射-共基差分电路如T1T2R31.5kR51.5kR P11kVCCUiVbOUTT3T4图2 共射-共基差分电路T1C224T2C2240Q2K170Q1K170R31.5kR51.5kVCCVbOUT图2所示。

这种放大器取两种放大器之长而避其短，不仅有很好的高频响应和较高的增益，而且使共射管有恒定的UCE 。

因T1有很高的输出阻抗，T3有很低的输入阻抗，所以T3可将T1的电流变化转化成电压的变化。

如图2示，这就为T1提供了恒定的UCE 。

U CE 恒定，可明显改善T1的β值线性度，避免了上下半周放大量不一致而导致的失真。

所以共射-共基电路是一款性能优良的放大器。

3.2.2 共源-共基电路众所周知，场效应管具有输入阻抗高，动态范围大，噪声系数小且与工作电流基本无关的特点。

所以由场效应管和三极管组成的共源-共基差放电路在现代高保真放大器中应用更为广泛。

共源-共基差放电路3所示。

3.3 互补对称放大器的失真互补对称放大器是用不同极性的放大器件（N 型或P 型）构成的高保真放大器中最常用的放大器。

其结构有互补对称双管放大器和互补对称差分放大器两种。

信号由不同极性的器件分别放大后在其输出端合成。

由于它们工作在对称放大状态，具有类似差分的特性抵消失真中的偶次谐波，获得较低的失真度。

鉴于此，我在这里用了沃尔漫电路。

形式如图4所示。

共射-共基电路有诸多优点，在信噪比方面的表现也不逊色。

4 功放优化设计4.1 DC 化无大环路负反馈功放电路为消除非线性失真和抑制零飘，一般晶体管功放的输出端与输入级之间加有大环路负反馈。

研究表明，由于功放输出端信号会因为晶体管极间电容的充电过程而被延迟，使输出信号相位滞后于输入信号。

加环路负反馈后产生TIM 失真。

虽然晶体管的极间电容很小，相移的影响主要表现在高频段。

但对波形前沿很陡的音频信号仍然产生明显的影响。

要避免TIM 失真，减少电路相移量的方法为治本之策。

在功放电路中，输出级晶体管的极间电容最大，可达几百皮法上千皮法。

若使反馈环路避开输出级，反馈信号的相移将会明显减少。

TIM 失真也可明显改善。

于是设计时可将T1C 2240T2C 2240T4A 970T3A 970Q 2K 170Q 1K 170Q 3J 77Q 4J 77R 11k R 2100kR 31.5kR 420kR 51.5kR 611kR 711k R 81.5kR 920kR 101.5kR P 11kI NC1R11-VCC+VCCo uto uto ut o ut图4 沃尔漫电路反馈信号的提取点移至电压驱动级的输出端，使输出级不介入环路负反馈（即所谓无大环路负反馈）。

这样就缩短了反馈路经。

使反馈信号的相移量尽可能小，同时又保留了负反馈给电路带来的好处。

输出级介入反馈，还可以防止感性负载（即扬声器）反向感应电动势带入输入级，引起交叉调制失真。

综合分析主电路部分如图5所示，音频信号经R1缓冲进入Q1和Q2组成的双差分输入电路。

C1和R2对输入信号中的高频干扰起到旁路的作用。

R2作为输入电阻.Q1、T1，Q2、T2，Q3、T3和Q4、T4构成共射－共基电路（也称沃尔漫电路）这种电路最显著的特点是具有失真低、频响宽、增益高、线性好。

R4、R6、RP1、R7、R9构成分压电路给T1、T2、T3、T4的基极提供 12V 基极偏压。

这样，Q1～Q4四只结型场效应管的漏极工作电压只有11.3V （12-0.7）左右,保证了结型场效应管安全可靠地工作,这是因为结型 场效应管的工作电压较低,不能直接工作在较高的电压下。

RP1(兼作输出级输出中点电位的调节)为输入电路静态电流的调节电阻,设计时输入级静态电流设定在1.4mA 左右。

这样，R3、R8上产生2.1V 压降作为下一级电路的偏置电压。

电压放大级同样是由T5、T6、T7、T8构成共射—共基电路。

D1、R16、D2为T6、T8的基极供基准工作电压。

调节RP3将该级的电流设定在4.8mA 左右，R36上电压降为1.45V 。

正负半周的信号经T9 T13共射放大电路后由其集电极进入T10、 T12组成的共基电路，并从两 管的集电极输出，经R37、R38缓冲送入Q5、Q6组成的末级电路。

T1C 2240T2C 2240T9D 667T7D 669T8D 667T5B 647T6B 647T4A 970T3A 970Q 2K 170Q 1K 170Q 3J 77Q 4J 77Q 5K 214Q 6J 77R 11kR 2100kR 31.5kR 420kR 51.5kR 611kR 711k R 81.5kR 920kR 101.5kR 111k R 121M R 1310k R 14150R 15300R 1639k /1WR 176.8kR 1820/2W *2R 19470R 20470R 21R P11kR P21kR P310kD 1D 27.5v D 31N 4148C 1100pC 20.1uC 30.1u C 42.2u C 5C 60.1uC 7C 80.1uC 968pC 1068pI NOUTOUT图5 前置低放电路图T7、 R17、 D3 、RP3 构成恒压电路，调节RP3可以改变Q5, Q6两管栅极电位差，从而改变末级静态工作电流。

C6、C7及输入级的C2、C3为高频退耦电容，减少了电源的调频内阻过大引起自激的可能。

关于末级管Ｑ5、Ｑ6电流到底设计在多大，以前有人作过探讨，结论是静态电流大于80mA 后，胆味才更浓郁。

为了获得10W 左右的功率，本设计中将Q5、Q6的静态电流设计在80mA 左右。

如果想得到更大一点的功率，我们可以改变末级功放的电源电压，把场效应管的漏极电流调到100mA 左右。

这样，不仅有大的功率，而且有胆机的味道。

场效应管属电压控制器件，栅极输入阻抗高，静态电流调大时，会产生寄生振荡，解决的办法是在Q5、Q6的栅—漏之间并联C10、C9来消除。

R18、R21为末级管的源级电阻，当该级电流为100mA 时，其上的压降为2V 左右。

R11、R12、R13、C4、C5组成电压反馈网络，这种反馈的特点是：通频带、转换速率等指标最优（在该电路中）。

R11、R13将整机的闭环电压放大倍数定在10倍左右，这也是前级电路常规的放大倍数设定方法。

至于相位补偿电容C5的使用，有一个原则是能小则小，能不用则不用。