数字PWM（双极式）直流调速系统目录1 直流调速系统的介绍 (1)1.1引言 (1)1.2 PWM直流调速系统 (1)1.3PWM控制和双极式的实现 (2)1.4系统优化 (2)2 系统分析与设计 (3)2.1设计内容及指标 (3)2.2系统分析 (3)2.3 电流调节器设计 (5)2.3.1确定时间常数 (5)2.3.2 选择电流调节器结构 (5)2.3.3计算电流调节器参数 (6)2.3.4 电流调节器的实现 (6)2.3.5 检验近似条件 (7)2.4转速调节器设计 (8)2.4.1 确定时间常数 (8)2.4.2 选择转速调节器结构 (8)2.4.3 计算转速调节器参数 (8)2.4.4转速调节器的实现 (9)2.4.5 检验近似条件 (9)2.4.6 检验转速超调量 (10)2.5 系统原理图 (10)3 数字化调速系统 (11)3.1 数字化调速系统的优点 (11)3.2模拟量的数字化 (11)3.2.1 模拟信号的采样 (11)3.2.2 转速检测数字化 (12)3.2.3 电流检测数字化 (14)3.3 A/D转换器的选择 (14)3.4软件程序流程图 (14)3.5硬件连接图 (14)4总结 (15)参考文献 (16)1 直流调速系统的介绍1.1 引言近年来，交流调速系统发展很快。

虽然高性能的交流调速系统已经逐步取代直流调速系统，然而，直流调速系统不仅在理论上和实践上都比较成熟，目前还在大量应用；而且，从控制规律的角度来看，直流调速系统又是交流调速系统的基础。

因此，作为大学毕业生，应该很好地研究学习直流调速系统。

变压调速是直流调速系统的主要调速方法，可以使直流电动机获得很好的调速性能。

采用可控晶闸管组成整流器的是晶闸管整流器—电动机调速系统，简称V—M系统。

通过调节触发装置的控制电压来移动触发脉冲的相位，改变可控整流器的平均输出直流电压，从而实现直流电动机的平滑调速。

1.2 PWM直流调速系统尽管V—M系统调速性能优越，但是，由于晶闸管是单向导电的，给电动机的可逆运行带来困难，还有在低速运行时易产生“电力公害”等缺点，自从全控型电力电子器件问世，就产生了以脉冲宽度调制的高频开关控制方式，从而形成了脉宽调制变换器—直流电动机调速系统，简称为直流脉宽调速系统（或者直流PWM调速系统）。

与V—M系统相比，直流PWM调速系统具有其他调速方式所不具备的几大特点：1．直流PWM调速系统主电路线路简单，需用的电力电子器件少；2. 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电动机损耗及发热都较小；3．低速性能的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗干扰能力强；5．电力电子开关器件好，稳速精度高，调速范围宽；4．若与快速响应工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；6．当直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高；由于有上述优点，直流PWM调速系统的应用日益广泛，特别在中小容量的高动态性能系统中，已经完全取代了V—M系统。

1.3 PWM控制和双极式的实现PWM控制就是采用PWM变换器，控制相应的电子开关状态，用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以根据要求调节电动机的转速。

现代运动系统中，许多都要求可以实现电机正反转，快速制动等机械要求，PWM调速系统的可逆控制比较简单。

通过控制全控型电力电子器件的开关状态，改变电动机两端的电压极性，故称为双极式直流PWM 调速系统。

通过对器件的开关控制，不仅可以改变电动机的平均电压，实现调速要求，而且可以改变电动机的电压极性，实现对电机运行状态的控制。

（原理图见附图一）1.4 系统优化尽管通过控制器件的开关状态，改变电动机电枢上的平均电压值，能够实现对电机的准确调速和运行状态的可靠控制，但是，因为电网波动及其他包括机械扰动在内的一些因素的存在，单纯的调速控制系统的调速性能并不理想。

我们想得到的是调速准确迅速，调速范围宽，静差率低的调速系统。

为了很好地实现这一目的，我们可以采用转速、电流反馈控制的直流调速系统。

通过引入转速、电流反馈信号，大大提高系统的调速性能，因此得到广泛地应用。

2 系统分析与设计2.1设计内容及指标主要内容：㈠项目参数：⑴直流电动机相关参数：额定电压110V，额定电流 2.9A，额定转速2400r/min，电枢电阻Ra=3.4欧，电枢电感La=60.4mH，转动惯量0.014Kg.m2励磁电压110V，励磁电流0.5A；电枢允许过载系数1.5；⑵运行环境参数：电网额定电压380/220 V，电网电压波动10%，环境温度-400~+500，环境湿度10~90%；⑶控制系统性能指标：电流超调量不大于5%，空载起动到额定转速时的转速超调量不大于20%，调速范围D=20，静差率不大于0.03,系统采用双闭环可逆运行。

2.2 系统分析根据控制系统性能指标的要求，采用转速、电流反馈的双闭环调速系统，以保证电流超调量不大于5%，空载起动到额定转速时的转速超调量不大于20%，调速范围D=20，静差率不大于0.03。

在调速系统中，我们引入转速调节器和电流调节器这两个带限幅作用的PI调节器来分别调节转速和电流。

为得到好的控制效果，两个调节器在不同阶段工作。

在启动过程中，只有电流负反馈，没有转速负反馈，在达到稳态转速后，只有转速负反馈，没有电流负反馈。

我们把转速调节器的输出做为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

转速调节器ASR的输出限幅电压Uim*决定了电流给定的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。

当调节器饱和时，输出达到限幅值，输入量的变化不再影响输出，当调节器不饱和时，调节器工作在线性调节状态，其作用是使输入偏差电压∆U在稳态时为零。

图1 转速、电流反馈控制直流调速系统原理图其中，ASR—转速调节器ACR—电流调节器TG—测速发电机TA—电流互感器UPE—电力电子变换器Un*—转速给定电压Un—转速反馈电压原理图中把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。

这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

下面采用工程设计方法来设计转速、电流反馈控制直流调速系统。

设计原则是先内环后外环。

步骤是：先从电流环（内环）开始，对其进行必要的变换和近似处理，然后根据电流环的控制要求确定把它校正成哪一类的典型系统。

电流环设计完成后，把电流环等效成转速环（外环）中的一个环节，再用同样的方法设计转速环。

根据设计要求，确定调节器的具体参数。

2.3 电流调节器设计2.3.1 确定时间常数1）整流装置滞后时间常数PWM T ，查表可知PWM T =0.0017s 。

2）电流滤波时间常数oi T ：三相桥式电路每个波头的时间是 3.3s ，为了基本滤平波头，应有（1-2）oi T =3.33ms ，因此取oi T =2ms 。

3）电流环小时间常数之和s0037.0oi i =+=∑T T T PWM 。

2.3.2 选择电流调节器结构图2 电流环简化最终结构图从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图2可以看出，采用 I 型系统就够了。

从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I 型系统。

上图表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI 型的电流调节器，根据设计要求,00005≤i σ,而且*1011.87.330<==∑i l T T ,其传递函数可以写成：s s K s W i i iACR 1)(ττ+=2.3.3 计算电流调节器参数选择 s T i i 03.0==τ 要求00005≤i σ时,应取5.0=∑i I T K因此 111.1350037.05.05.0--∑===s s T K i I于是 013.15.0405.003.01.135=⨯⨯⨯==PWM i I i K R K K βτ2.3.4 电流调节器的实现根据运算放大器的电路原理，则电阻和电容值计算公式为取Ω=k R 400, 则Ω=Ω⨯==k k R K R i i 2.1394048.30, 取Ω=k R i 130.F F R C i ii μμτ04.010********.063=⨯⨯==, 取0.047F μ F F R T C oi i μμ05.010*******.0446300=⨯⨯⨯==, 取0.047F μ按照上述参数,电流环可以达到动态指标为00000053.4≤=iσ,故满足设计要求； 实际设计电流调节器的时候常常需要考虑其输出限幅值的问题，则得到实际设计的电流调节器原理图：图3 电流调节器ACR 原理图由156.555-==s K I ci ω2.3.5 检验近似条件1)要求 PWM ci T 31<ω, 现ci PWMs s T ω>=⨯=--113.8330004.031312)要求 l m ci T T 13≥ω, 现ci l m s s T T ω<=⨯=--119.94005.02.013133)要求 oi PWM ci T T 131≤ω，现ci oi PWM s s T T ω>=⨯=--114.7450005.00004.0131131可见均满足要求。

2.4 转速调节器设计2.4.1 确定时间常数1) 电流环等效时间常数为s 0018.02i =∑T 2) 取转速滤波时间常数s 005.0=on T 3) s 0068.02i n =+=∑∑on T T T2.4.2 选择转速调节器结构为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 Ⅱ 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。

由此可见，ASR 也应该采用PI 调节器，其传递函数为：s s K s W n n n ASR )1()(ττ+=则转速环最终简化的结构图如下图：2.4.3 计算转速调节器参数按调节器的工程设计方法取h=5 , 则s s h n n 034.00068.05=⨯==ττ2222225950068.0252621--∑=⨯⨯=+=s s T h h K n N则 56.100068.0805.0102.018.033.162)1(=⨯⨯⨯⨯⨯⨯=+=∑n n e n RT h T C h K αβ图4 转速环简化结构框图2.4.4 转速调节器的实现根据运算放大器的电路原理，则电阻和电容值计算公式为：计算ASR 电阻和电容：取 Ω=k R 400, 则Ω=Ω⨯==k k R K R i i 4.4224056.100, 取Ω=k R n 430. F F R C n nn μμτ08.010********.063=⨯⨯==, 取0.1F μ F F R T C on n μμ05.010*******.0446300=⨯⨯⨯==, 取0.047F μ实际设计转速调节器的时候常常需要考虑其输出限幅值的问题，则得到实际设计的转速调节器原理图如下：2.4.5 检验近似条件由1123.88034.02595--=⨯==s s K n N cn τω1)要求 i cn T ∑≤51ω, 现cn i s s T ω>=⨯=--∑112.2220009.05151 而on i cn T T ∑≤2131ω,发现cn on i s s T T ω>=⨯⨯=--∑111.1110005.00009.021312131可见均满足要求。