过零比较和锁相环相位比较器电路原理图如图在常使用集成电路的锁相环CD4046，是通用的CMOS锁相环集成电路，其特点是电源电压范围宽（为3V－18V），输入阻抗高(约100MΩ)，动态功耗小，在中心频率f0为10kHz下功耗仅为600μW，属微功耗器件。

下图是CD4046的引脚排列，采用 16 脚双列直插式，各引脚功能如图2.12所示。

脚相位输出端，环路入锁时为高电平，环路失锁时为低电平。

2脚相位比较器Ⅰ的输出端。

3脚比较信号输入端。

13脚相位比较器Ⅱ的输出端。

14脚信号输入端。

对相位比较器Ⅱ而言，当14脚的输入信号比3脚的比较信号频率低时，输出为逻辑“0”；反之则输出逻辑“1”。

如果两信号的频率相同而相位不同，当输人信号的相位滞后于比较信号时，相位比较器Ⅱ输出的为正脉冲，当相位超前时则输出为负脉冲。

在这两种情况下，从1脚都有与上述正、负脉冲宽度相同的负脉冲产生。

从相位比较器Ⅱ输出的正、负脉冲的宽度均等于两个输入脉冲上升沿之间的相位差。

而当两个输入脉冲的频率和相位均相同时，相位比较器Ⅱ的输出为高阻态，则1脚输出高电平。

上述波形如图2.13所示。

由此可见，从1脚输出信号是负脉冲还是固定高电平就可以判断两个输入信号的情况了。

2.13 比较器输出波形图电压比较器可以看作是放大倍数接近“无穷大”的运算放大器。

电压比较器的功能：比较两个电压的大小(用输出电压的高或低电平，表示两个输入电压的大小关系)：当”＋”输入端电压高于”－”输入端时，电压比较器输出为高电平；当”＋”输入端电压低于”－”输入端时，电压比较器输出为低电平；电压比较器的作用：它可用作模拟电路和数字电路的接口，还可以用作波形产生和变换电路等。

利用简单电压比较器可将正弦波变为同频率的方波或矩形波。

简单的电压比较器结构简单，灵敏度高，但是抗干扰能力差，因此我们就要对它进行改进。

改进后的电压比较器有：滞回比较器和窗口比较器。

运放，是通过反馈回路和输入回路的确定“运算参数”，比如放大倍数，反馈量可以是输出的电流或电压的部分或全部。

而比较器则不需要反馈，直接比较两个输入端的量，如果同相输入大于反相，则输出高电平，否则输出低电平。

电压比较器输入是线性量，而输出是开关（高低电平）量。

一般应用中，有时也可以用线性运算放大器，在不加负反馈的情况下，构成电压比较器来使用。

可用作电压比较器的芯片：所有的运算放大器。

常见的有LM324 LM358 uA741 TL081\2\3\4 OP07 OP27，这些都可以做成电压比较器（不加负反馈）。

LM339、LM393是专业的电压比较器，切换速度快，延迟时间小，可用在专门的电压比较场合，其实它们也是一种运算放大器。

关于比较器滞回的讨论需要从“滞回”的定义开始, 与许多其它技术术语一样, “滞回”源于希腊语, 含义是“延迟”或“滞后”, 或阻碍前一状态的变化。

工程中, 常用滞回描述非对称操作, 比如, 从A到B和从B 到A是互不相同。

在磁现象、非可塑性形变以及比较器电路中都存在滞回。

绝大多数比较器中都设计带有滞回电路, 通常滞回电压为5mV到10mV。

内部滞回电路可以避免由于输入端的寄生反馈所造成的比较器输出振荡。

但是内部滞回电路虽然可以使比较器免于自激振荡, 却很容易被外部振幅较大的噪声淹没。

这种情况下需要增加外部滞回, 以提高系统的抗干扰性能。

首先, 看一下比较器的传输特性。

图1所示是内部没有滞回电路的理想比较器的传输特性, 图2所示为实际比较器的传输特性。

从图2可以看出, 实际电压比较器的输出是在输入电压(VIN)增大到2mV时才开始改变。

图1. 理想比较器的传输特性图2. 实际比较器的传输特性运算放大器在开环状态下可以用作比较器, 但是一旦输入信号中有少量的噪声或干扰, 都将会在两个不同的输出状态之间产生不期望的频繁跳变(图3)。

用带有内部滞回电路的比较器代替开环运算放大器能够抑制输出的频繁跳变和振荡。

或在比较器的正反馈电路中增加外部滞回电路, 正反馈的作用是确保输出在一个状态到另一个状态之间快速变化, 使比较器的输出的模糊状态时间达到可以忽略的水平, 如果在正反馈中加入滞回电路可减缓这种频繁跳变。

图3. 无滞回电路时比较器输出的模糊状态和频繁跳变举个例子, 考虑图4所示简单电路, 其传输特性如图5所示。

比较器的反相输入电压从0开始线性变化, 由分压电阻R1、R2构成正反馈。

当输入电压从1点开始增加(图6), 在输入电压超过同相阈值VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前, 输出将一直保持为VCC。

在阈值点, 输出电压迅速从VCC跳变为VSS, 因为, 此时反相端输入电压大于同相端的输入电压。

输出保持为低电平, 直到输入经过新的阈值点5 , VTH- = VSSR2/(R1 + R2)。

在5点, 输出电压迅速跳变回VCC, 因为这时同相输入电压高于反相输入电压。

图4. 具有滞回的简单电路图5. 图4电路的传输特性图6. 图4电路的输入/输出电压波形图4所示电路中的输出电压VOUT与输入电压VIN的对应关系表明, 输入电压至少变化2VTH时, 输出电压才会变化。

因此, 它不同于图3的响应情况(放大器无滞回), 即对任何小于2VTH的噪声或干扰都不会导致输出的迅速变化。

在实际应用中, 正、负电压的阈值可以通过选择适合的反馈网络设置。

其它设置可以通过增加不同阈值电压的滞回电路获得。

图7电路使用了两个MOSFET和一个电阻网络调节正负极性的阈值。

与图4所示比较器不同, 电阻反馈网络没有加载到负载环路, 图8给出了输入信号变化时的输出响应。

图7. 通过外部MOSFET和电阻构成滞回电路图8. 图7电路的输入/输出电压波形比较器内部的输出配置不同, 所要求的外部滞回电路也不同。

例如, 具有内部上拉电阻的比较器, 可以在输出端和同相输入端直接加入正反馈电阻。

输入分压网络作用在比较器的同相输入端, 反相输入电压为一固定的参考电平(如图9)。

图9. 在带有上拉电阻的比较器中加滞回电路如上所述, 具有内部滞回的比较器提供两个门限：一个用于检测输入上升电压(VTHR),一个用于检测输入下降电压(VTHF), 对应于图8的VTH1和VTH2。

两个门限的差值为滞回带(VHB)。

当比较器的输入电压相等时, 滞回电路会使一个输入迅速跨越另一输入, 从而使比较器避开产生振荡的区域。

图10所示为比较器反相输入端电压固定, 同相输入端电压变化时的工作过程, 交换两个输入可以得到相似波形, 但是输出电压极性相反。

图10. 图9电路的输入/输出电压波形根据输出电压的两个极限值(两个电源摆幅), 可以很容易地计算反馈分压网络的电阻值。

内部有4mV滞回和输出端配有上拉电阻的比较器-- 如Maxim公司的MAX9015、MAX9017和MAX9019等。

这些比较器设计用于电压摆幅为VCC和0V的单电源系统。

可以按照以下步骤, 根据给定的电源电压、电压滞回(VHB)和基准电压(VREF), 选择并计算需要的元件：第1步选择R3, 在触发点流经R3的电流为(VREF - VOUT)/R3。

考虑到输出的两种可能状态, R3由如下两式求得：R3 = VREF/IR3和R3 = (VCC - VREF)/IR3.取计算结果中的较小阻值, 例如, VCC = 5V, IR3 = 0.2µA, 使用MAX9117比较器(VREF = 1.24V), 则计算结果为6.2M和19M, 选则R3为6.2M。

第2步选择滞回电压(VHB)。

在本例中, 选择滞回电压为50mV。

第3步R1可按下式计算。

对于这个例子, R1的值为：第4步输入VIN上升门限(VTHR)的选择, 例如：在该门限点, 当输入电压VIN超过阈值时, 比较器输出由低电平变到高电平。

本例中, 选择VTHR = 3V。

第5步计算R2, R2可按下式计算：本例中, R2的标准值为44.2k。

第6步按如下步骤验证电压和滞回电压：VIN上升门限= 2.992V, 等于VREF乘以R1, 除以R1、R2和R3并联后的阻值。

VIN下降门限= 2.942V。

因此, 滞回电压= VTHR - VTHF = 50mV.最后, 开漏结构的比较器内部滞回电压为4mV (MAX9016、MAX9018、MAX9020), 需要外接上拉电阻, 如图11所示。

外加滞回可以通过正反馈产生, 但是计算公式与上拉输出的情况稍有不同。

图11. 在输出为开漏结构的比较器中加滞回电路按如下步骤计算电阻值：第1步选择R3, 在IN_+端的漏电流小于2nA, 所以通过R3的电流至少为0.2µA, 以减小漏电流引起的误差。

R3可由R3 = VREF/IR3或R3 = [(VCC - VREF)/IR3] - R4两式求得, 取其较小值。

例如, 使用MAX9118 (VREF=1.24V), VCC = 5V, IR3 = 0.2μA, R4 = 1M, 计算结果为6.2M和18M, 则R3选6.2M。

第2步选择需要的滞回电压(VHB)。

第3步选择R1, R1可按下式计算：在此例中, R1为：第4步选择VIN上升门限(VTHR), 如下式：在该门限点, 当输入电压VIN超过阈值时, 比较器输出由低电平变到高电平。

本例中, 选择VTHR = 3V。

第5步计算R2, 如下式：本例中, R2的标准值为49.9k。

第6步按如下步骤验证触发电压和滞回电压：单限比较器电路图1b为其传输特性。

图3为某仪器中过热检测保护电路。

它用单电源供电，1/4LM339的反相输入端加一个固定的参考电压，它的值取决于R1于R2。

U R=R2/（R1+R2）*U CC。

同相端的电压就等于热敏元件Rt的电压降。

当机内温度为设定值以下时，“+”端电压大于“-”端电压，Uo为高电位。

当温度上升为设定值以上时，“-”端电压大于“+”端，比较器反转，Uo输出为零电位，使保护电路动作，调节R1的值可以改变门限电压，既设定温度值的大小。

图3迟滞比较器图1不难看出，当输出状态一旦转换后，只要在跳变电压值附近的干扰不超过ΔU之值，输出电压的值就将是稳定的。

但随之而来的是分辨率降低。

因为对迟滞比较器来说，它不能分辨差别小于ΔU的两个输入电压值。

迟滞比较器加有正反馈可以加快比较器的响应速度，这是它的一个优点。

除此之外，由于迟滞比较器加的正反馈很强，远比电路中的寄生耦合强得多，故迟滞比较器还可免除由于电路寄生耦合而产生的自激振荡。

图2图3为某电磁炉电路中电网过电压检测电路部分。

电网电压正常时，1/4LM339的U4<2.8V，U5=2.8V，输出开路，过电压保护电路不工作，作为正反馈的射极跟随器BG1是导通的。

当电网电压大于242V 时，U4>2.8V，比较器翻转，输出为0V，BG1截止，U5的电压就完全决定于R1与R2的分压值，为2.7V，促使U4更大于U5，这就使翻转后的状态极为稳定，避免了过压点附近由于电网电压很小的波动而引起的不稳定的现象。