基于TL494的推挽式开关电源
基于TL494的推挽式开关电源
摘要：采用双端脉冲调制器件TL494,在输出端设置分压电路，通过反馈回路形成闭环调制，实现了电压的稳定输出。
拓补结构采用推挽式，控制俩开关管的轮流交替导通。
本电源输出电压为28V，输出功率P0为5.6W
一、系统的结构框图
图一：电源的结构框图
二、各部分的介绍
1．推挽式拓补结构
图二是典型的推挽式电路，基本原理是：输入电压通过开关管K1和K2的轮流交替导通实现斩波，使直流变成交流，通过变压器升压后，经过二极管整流滤波，再经电感输出平均的直流电压。
电容C为输出滤波电容。
由于推挽式开
关电源中的两个控制开关K1和K2轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，电压输出特性很好。
推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于低输入电压的DC/AC逆变器，或DC/DC转换器电路中。
图二：推挽式拓补结构原理图
2．TL494脉宽调制器
TL494为专用双端脉宽调制器件，本电源的连接原理图如下图。
图中误差放大器EA1的同相端（脚1）接在由两个电阻组成的分压器上，EA1的反相端（脚2）通过4.7K的电阻接到基准电压端（脚14），若一脚反馈回的电压大于基准
电压5V,误差放大器EA1输出电压增加，导致晶体管Q1的导通时间变短，使一脚处电压保持在5V，从而稳定了输出电压。
同理当误差放大器EA2的反相端（脚15）连接的回路有扰动时就会通过控制晶体管Q2的导通时间来是输出稳定。
15脚和3脚之间的电容是为了加大误差放大器EA1的高频负反馈降低其高频增益及抑制高频寄生振荡用的。
死区时间控制端（脚4）不是直接接地的，而是通过10K电阻接地并通过10UF电容和14脚连接电阻和电容器组成一个软启动电路，输入电源刚接通时，由于电容器两端电压不能突变，故14脚输出地基准电压5V全部加到4脚上，使脚4处于高电平，死区时间比较器的输出亦为高电平，故Q1、Q2处于截止状态，开关电源无输出，随着电容器充电的进行，电容器两端电压逐渐升高，10K电阻两端电压逐渐降低，Q1、Q2逐渐导通，正常工作时，10K电阻两端电压近似为零。
图三：电源的原理图
5脚和6脚连接的RT 、CT 决定了振荡频率，振荡频率CT RT f .1
.1 。
TL494的脚图如下：
图四：TL494引脚图
3.电感L 值的选取及计算
（1）电感值的计算 在图二中，当控制开关K1接通时，输入电压i U 通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的
两端，在控制开关K1接通Ton 期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up （半波平均值）的正激电压o
U ，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C 组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L 两端的电压l e 为：
t i l d Ld e /=—— K1接通期间
（3-1）
式中：i U 为输入电压，o U 为直流输出电压，即：o U 为滤波电容两端电压c
u 的平均值。
对（3-1）式进行积分得：
)0(0i t L U U d L U U i o p t t
o p l +-=-=⎰——K1接通瞬间 （3-2）
式中)0(i 为初始电流（t = 0时刻流过电感L 的电流）。
当控制开关K 由接通期间Ton 突然转换到关断期间off T 的瞬间，流过电感L 的电流l
i 达到最大值：
x on o
p m I T L U U I +-=——K1
关断前瞬间 （3-3） a o p p a x o m U U U U U I I I =+=+=-
，，2 （3-4）
即：
2-
+=p p o U U U ——输出电压 （3-5）
进一步求得：
)1(2D nU U i o -= ——D 小于0.5时 （3-6）
3-5和3-6式就是计算推挽式变压器开关电源输出电压的表达式。
式中，o
U 为推挽式变压器开关电源输出电压，i
U 为推挽式变压器开关电源输入电压，Up 为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的正激输出电压，Up-为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的反激输出电压，n 为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。
根据上面分析结果，3-3式可以写为：
on P p T I U U L 02-
-= ——K1关断前瞬间 （3-7）
当两个控制开关K1、K2的占空比取值均为0.25时，-
=pa pa U U 3，由此我们也可以认为Up 等于3Up-。
把上面已知条件代入3-7式，可求得：
001212FI nU I T nU L i i == ——D 为0.25时
（3-8）
F 为控制开关的工作频率，n 为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。
在本例中，通过计算电感最终选取299UH 。
，
（2）磁环的选择及圈数的确定
在本电源中，磁环选择的是型号050125，通过查阅磁环技术资料可知，电感的大小与所绕圈数的平方成正比。
050125型号绕制1000圈时电感值为56mH ，由此可计算出电感值为299uH 时圈数为73圈。
通过实际绕制，非常准确。
考虑到裕量，实际取电感值略大于299uH 。
4．正激式变压器参数值的确定
由3-6式，在本电源中，取占空比为0.25，代入3-6式可得匝数比n=21:6。
（1）输入功率
在本电源中输出电压为28V ，输出功率为5.6W ，效率为71%。
则输入功率：
W P IN O P .88≈=效率 （4-1）
（2）磁芯的选择
面积乘积AP 可由下式确定：
e a IN A W f
P AP ⨯=⨯=6.675 （4-2）
本电源中频率为73KHZ ，代入上式可得出AP=7404
mm ，查阅磁芯资料选EE-25磁芯，e
A 为51.8，则可算出a
W 为14.28。
（3）有效热阻
根据EE-EI-ETD-EC 型磁芯经验公式可得有效热阻
54.053-⨯=e th V R ℃/W （4-3）
查阅磁芯资料，找到EE-25所对应的e
V 为2.99cm 3
，代入上式，可得th
R =29.4℃/W （4）最大磁通密度的变化范围
当最大温升为40℃时，变压器最大可允许损耗功率为
th core cu R C
P P P deg =+≡
（4-4）
算出P 为1.36W ，通常假设将此损耗等分为铜耗与磁芯损耗。
即2/P P P core cu ===0.68W
故可得磁芯允许的单位体积损耗为
e core V P v = =227mW/3cm
（4-5）
单位为mW 级，通常采用B 类单位换算，可通过查表知道
d p f B C v ⨯⨯= (4-6)
其中B 的单位为Gs ，f 单位为HZ ，求解得B 为
P d f C B /11⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛⨯⨯=体积磁芯损耗
（4-7）
我们采用的TDK 公司的铁氧体磁芯PC40，查表得P=2.5，C=4.514
10-⨯，d=1.55。
代入上式可求得B=0.1844T 。
上式中B 代表实际变换器工作的AC B 大小，于是可得允许变化的磁通密度范围为B B ⨯=∆2=3688Gs 。
（5）伏秒数
Gs A Z E B t ⨯⨯=∆100 (4-8)
其中A 代表有效磁通面积。
实际工作的伏秒数为：
f D V E IN t ⨯=
（4-9）
本电源选取的占空比为0.25，输入电压取15V ，代入上式可得t
E =51.4Vus （6）匝数
令Gs B 3688=∆，依据以下方程式求解N
A B E n t P ⨯∆⨯=100 （4-10）
将数据代入上式求得P
n =5.4匝。
实际取6匝，则副边为23匝。
原边选取0.5mm 漆包线，采用双层双线并绕；副边选取0.35mm 漆包线，采用双层双线并绕。