高效率开关电源设计实例 1 0 W同步整流Buck变换器以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。

有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。

采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。

在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。

10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PW履计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器（板载的10W降压Buck变换器）。

在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。

为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。

很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。

例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3/4设计会被丢弃。

这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。

更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的（见图20的电路图）。

设计指标输入电压范围：DC+10- +14V输出电压：DC+5.0V额定输出电流：2.0A过电流限制：3.0A输出纹波电压：+30mV (峰峰值)输出调整：土1%最大工作温度：+40 C“黑箱”预估值输出功率：+5.0V *2A=10.0W最大)输入功率：Pout/估计效率=10.0W^0.90=11.1W功率开关损耗(11.1W-10W) * 0 . 5=0.5W续流二极管损耗：(1I.IW-10W) *0.5=0.5W输入平均电流低输入电压时11.1W / 10V=1.1IA高输入电压时：11.1W/ 14V=0. 8A估计峰值电流：1 . 4lout(rated)=1 . 4X 2. 0A=2. 8A 设计工作频率为300kHz。

电感设计(参见正激式滤波扼流圈的设计)最恶劣的工作情况是在高输入电压时 Vi n(max) -- 可能的最大输入电压。

Vout --- 输出电压。

lout(mi n) -- 最小负载时的电流。

fsw ---- 工作频率。

电感是个环形表面封装元件，市场上有多种标准表面封装的电感， 这里选择的是Coileraft 公司的 D03340P-333(33 卩 H)。

功率开关和同步整流器MOSFE 的选择功率开关：功率开关要用一个变压器耦合的 N 沟道功率MOSFET 这里打算使用一个S0-8 封装的双N 沟道MOSFET 以节省PCB 空间。

最大输入电压是 DCI4V 。

因此，可以选用 V DSS 不低于DC+30V 峰值电流是2. 8A 的MOSFET选择过程的第一步是确定所用 MOSFE 的最大R)S (on )，通过热模型可以确定这个值，最大的 R)S(on)可由下式得到：同时希望器件的耗散功率小于 1W 所以估计的FU (o n)应小于所以选 FDS6912A 双 N 沟道MOSFET 它是S0-8封装，10V 栅极电压时的导通电阻为 28mQ 。

同步二极管：要用一个大约是同步MOSFE 连续额定容量的30%的肖特基二极管与 MOSFET 内部二极管并联，30V 时约为0. 66A 。

这里使用MBRSl30该二极管在流过0. 66A 时有0. 35V 的正向压降厲一 咋丿 ^(DHK))11.4x0.5^x300^ -式中MOSFE, 可替换的元件：在写本书时，仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和肖特基二极管直接并在MOSFE的硅片上（syncFET）。

Sy ncFET有一个40mQ N沟道MOSFET与一个28mQ SyncFET —起封装，型号为FDS6982S 输出电容（参见输出级的设计）二142nF输出电容值由下列公式确定: 输入和输出滤波电容主要考虑的是流入电容的纹波电流。

在这个实例中，纹波电流和电感交流电流是相同的，电感电流最大值限定在2. 8A,纹波电流峰峰值为1. 8A,有效值大约为O. 6A（约为峰峰值的1/3）。

采用表面安装钽电容，因为它的ESR只有电解电容的10%〜20%。

在环境温度+85°C=时,电容将降额30%使用最佳的电容是来自AVX公司的，它的ESR非常低，因此可以适应很高的纹波电流，但这是很特殊的电容。

在输出端可将下列两种电容并在一起。

AVXTPSEI07M01R0150 1OOF(20 %)，10V, 150mQ，O. 894A(有效值)TPSE107M01R0125 1(/ 卩F(20 %)，10V, 125mQ, 0. 980A(有效值)Nichicon :F750A107MD 10(0 F(20%) , 10V, 120mQ, 0. 92A(有效值)输入滤波电容（见功率因数校正）这个电容要流过与功率开关相同的电流，电流波形是梯形的，从最初的1A很快上升到2.8A 它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多。

可把梯形电流看成两个波形的叠加来估计有效值：峰值1A的矩形波和峰值1. 8A的三角波，产生大约1. 1A的有效值。

电容值由下式计算：f sw j x 0.5电压越高，电容值越低。

电容由两个1OQF电容并联而成，它们是：AVX每个系统需两个）：TPSI07M020R0085l00u F（20 %），20V, 85mQ, 1. 534A（有效值）TPSI07M020R020U00 卩F（20 %），10V, 200mQ，1. 0A（有效值）选择控制IC芯片（U1）期望的buck控制IC芯片的特性是：1.直接从输入电压即可启动的能力。

2.逐周电流限制。

3.图腾柱MOSFE驱动器。

4.功率开关和同步整流器MOSFE之间延时的控制市场上绝大部分同步buck控制器都是用于+5〜+1. 8V微处理器调整电源的（如，+12V的V dd和+5V的V n）。

也有很多IC芯片可以提供足够的功能，使用者可以根据应用来选择这些功能。

在选择时，初选了两家加利福尼亚公司的产品，发现只有一种IC适合这种要求，就是Unitrode /TI 的UC3580-3电压误差放大器的内部基准是2. 5（1 ±2. 5%）V。

设定工作频率（R7、R和C8）R给定时电容C8充电，而R给定时电容放电。

首先，要确定变换器最大占空比。

因为输出电压大约是最低输入电压的50%，所以选择最大占空比为60%。

最大占空比二迢/（局+1.25??；）从数据手册得或兔m禺充电时间最大值是0. 6/300kHz或2卩s。

参数表上定时电容值lOOpF略偏小不会耗散太鸟二 2.0坤/lOOpF 二20 疋0多能量。

这里采用这个值，因此民的值是禺=（20也）/IE = 10.662（取120伏-秒限制器（R4和G）这个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能。

当输入电压增加时，Buck变换器工作脉宽会减少。

RC 振荡器直接与输入电压相接，并且它的定时值与输入电压成反比。

它的定时时间设成比工作脉宽长30%。

如果伏•秒振荡器定时时间到了，而调整单元仍旧导通，则调整单元会被关断。

G也取lOOpF,因为它的定时和振荡器一样，所以R4大约是47kQ设定调整单元和同步整流器MOSFE之间的死区时间根据MOSFE功率开关节可以进行开通和关断延时的计算，但仍需要在最初调试时调整F6（死区设定电阻）的值。

开始设成lOOns比较好，典型的MOSFE开通延时是60ns, 100ns可以保证不会有短路电流。

IC所产生的死区延时是不对称的。

从数据手册的图表上看，100kQ电阻产生开通延时大约为IIOns,关断延时为180ns。

在最初调试阶段就要设法减少这些延时。

延时使得二极管导通的时间太长，损耗就高，但还是工作在安全区。

栅极驱动变压器的设计（T1）栅极驱动变压器是一个简单的1:1正激式变压器。

对变压器没有特别的要求，因为它是小功率、交流耦合（双向磁通）的300kHz变压器。

用0.4in(10mm)的铁氧体磁环就足够了，如TDK公司的K s TIOX 2. 5X 5(B sat是3300G)，或Philips 公司的266T125-3D3(B sat 是3800G)。

从磁性元件的设计可知，产生1000G（0. 1T）或0. 3£的匝数是X10S12/x!0s4x300?Zfcxl000Gx0.06c^2= 16. 6匝〈取整17匝〉栅极驱动变压器用两根相同导线（约#30AWG并绕。

为了方便，变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”（gull wing）表面安装骨架上。

电流检测电阻（R15）和电压检测电阻分压器（R11和R3）芯片只提供了一个最小0.4V阈值的关断引脚。

这里打算采用一个备用的过电流保护模式。

为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸，将采用电流反馈检测电路的一种变型。

此处，0. 35V 是电压检测电阻分压器（R14）上的压降。

那么R5为R15 =0.05V/3A=16.6m Q （取20mQ ）戴尔（Dale）电阻是WSL-2010-02-05。

设定流过电压检测电阻分压器的电流约为1. 0mA这样R13和R4的总电阻是臥=2.5V/1.0mA=2.5k QRl4为R4=0。

35V/1.0mA =350 Q （取360 Q ）则R为R13 =2.5k Q -360 Q =2.14k Q （取2.15k Q ,1%精度）则Rn为Rn = （5.0V-2.5V ）/1mA =2.5k Q （取2.49k Q ,1%精度）电压反馈环补偿（见反馈补偿器）这是一个电压型正激式变换器。

为了得到最好的瞬态响应，将采用双极点、双零点补偿法确定控制到输出特性：输出滤波器极点由滤波电感和电容决定，且以-40dB/dec穿越OdB= 195 9的线。

它的自然转折频率是输出滤波电容引起的零点(ESR是两个150mQ并联)是# ——_______ *________ — ] 06107^' 功率电路直流绝对增益是a rc= 20 lg(A^) = 13.6^5计算误差放大器补偿极点和零点选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合，这使得瞬态响应时间约为200卩s fx°=15kHz首先，假定最终闭合回路补偿网络以-20dB / dec下降，为获得15kHz穿越频率，放大器必须提高输入信号增益，即提高博德图中的增益曲线。

G o=20lg(f xo/f fp)-G DC=20lg(15kHz/1959Hz)-13.6dBG o=G2=+4.1 dBA°=A2=1.6 dB （绝对增益）这是中频段（GJ所需的增益，以获得期望的穿越频率。

补偿零点处的增益是:=-16.5dBA i =0.15 （绝对增益）为补偿两个滤波器极点，在滤波器极点频率的一半处放置两个零点：心=九=救圧第一个补偿极点置于电容的ESR频率处（4020Hz）: -：' !「&第二个补偿极点用于抑制高频增益，以维持高频稳定性：' 1 "现在可以开始计算误差放大器内部的元件值，见图19曲f弋立图19 1曲同步藜淞*k变换JB节设讣实例的福频和相频特性博椁图1｝同摆酗&变険器診増花胡的輻隹=0.0026坪(取0.0027pF)R lfJ=斗呂i = 0.15 x 2.59^2 = 373Q(^(360Q)2^£17?10- 2^xl0610fex360Q=0.042/^ (取 O.fbMF)R[2 =心/X3 = 360Q/l.6 = 2230(取220Q)_ 2宀15雄匚1*6；2.49血1 ________2^x22.5^x2200= 0.31/J^ (取0.33/jy)最终所设计的电路见图20。