［6 ］ 的频率。 在频 相应的频率控制字调整器 （ DDS ） 差调整后。计算收发载波相差为：
Ψ = φ（ n + 1 ） － φ（ n ）
（ 13 ）
将相差转换为相应的相位控制字调整本地 DDS 的相位。通过对本地载波频率和相位的调整，
图2 Δ 的相位区间及判决结果
实现收发端载波同步。 相位的提取可以采用反正切函数直接计算得 到， 但由于一次反正切运算会耗费大量的指令周期 ， 不利于解调实时性的保证， 并且， 当采用 DSP 或 FPGA 等大规模集成器件时， 实现式 （ 11 ） 难度较大， 因 此可采用查表的办法实现。计算出接收信号与本地
v1 =
I（ n） Q（ n） sin（ 2 － 1 ） + cos（ 2 － 1 ） 2 2
（ 3）
以参考载波 cos（ ω0 n + 2 ） 进行相位检波， 得到 基带信号为： I（ n） Q（ n） v2 = cos（ 2 － 1 ） － sin（ 2 － 1 ） 2 2 （ 4）
φ（ n） =
v2 分别作大于零或小于零的判决， 对 v1 、 判决器 ^ ^ ^ ^ v v v v 。 、 I Q 的出处分别为 1 和 2 1 2 的取值取决于 （ n ） 、 （ n） 以及相位差 Δ = 2 － 1 ， 当 Δ 取值不同时， ^ ^ v1 、 v2 的值只取决于 ± I（ n） 或 ± Q（ n） 。 当 | sinθ | ＞ | cosθ | 时： x（ t） ^ v1 = － x（ t） ^ v2
图6
逆调制环鉴相特性曲线
3
结论
怎样在速率可变的高速率调制过程中提取载波
2． 2
相差调整精度
假设相角表中相邻单元间的间隔为 Δθ min ，所 以， 相差 Ψ 最小为 Δθ min ， 即 Ψ ≥ Δθ min ， 也就是相角 表中相邻单元间的间隔。 目前精度最好的相角表 （ 比如美国的 Megger （ AVO ） 生产的 PAM360 ） 精度 可达到 0． 1° ， 也就是说， 相差调整的精度理论上最 小可达到 0． 1° ， 而传统锁相环相差调整精度在 4° 左 右， 由此可见改进后性能有明显提升 。 2． 3 频差调整精度 假设相角表中 相 邻 单 元 间 的 间 隔 为 Δθ min ， 所 以， ΔωT s 最小为 Δθ min ，即： （ 16 ） ΔωT s ≥ Δθ min Δf 2π （ 17 ） ≥ Δθ min fs Δf ≥ f s 为采样频率。 其中， 改进的锁相环使用晶体振荡器， 它比普通压控 振荡器的频率稳定度高， 因此 ΔωT s 较小， 可以获得 很小的频差。 2． 4 同步建立时间 在有噪声情况下， 同步建立时间 t L 与环路的自 Δθ min f 2π s （ 18 ）
R （ n） = sin（ ω0 ·n + 2 ）
（ 2）
以参考载波 sin（ ω0 n + 2 ） 进行相位检波， 得到 基带信号为：
①
0630 ； 修回日期： 20100720 。 收稿日期： 2010-
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悬搁现象严重
、 不适用于高速信号传输等问题。 文章结合高速宽带调制解调器的研制， 提出了一种 — — 适合高速率的 MPSK 调制信号的载波提取方案— 改进型逆调制环。 该方法能有效摆脱不稳定平衡 点， 使环 路 入 锁， 并且该方法适合用软件方法实
图1
逆调制环原理框图
A / D 变换后的信号为： S（ n） = I（ n） cos（ ω0 ·n + 1 ） + Q（ n） sin（ ω0 n + 1 ） （ 1） n = mT s ， 其中， 本地载波为：
图 5、 图 6 分别示出科斯塔斯环和逆调制环对 已调 QPSK 信号的鉴相特性曲线。 由特性曲线可以
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看出， 对于相同的不稳定平衡点， 逆调制环更容易使 ， ， 环路入锁 因此 逆调制环削弱了悬隔现象。
然谐振频率 ω n 和环路阻尼系数 ζ 成反比， 与频偏 。 ， Δω 成正比 要减少捕捉时间 则需要增加 ω n ， 然 增加 ω n 会导致环路噪声性能的下降， 这说明， 建 而， 立时间短与噪声性能之间是有矛盾的 。 因为 MPSK 载波同步的方法充分利用了相位误 差大小的信息， 不考虑信道噪声的情况下， 只需要调 整一次频差和一次相差即可建立收 、 发载波同步， 因 m 为低通滤波 此， 最小同步建立时间为 t min = 2 mT s ， 器阶数。 2． 5 同步保持时间
科斯塔斯环 f = f0 正弦 有 要基带模拟相乘器 Δθ ＞ 5 ° Δf ＞ 1 Hz 毫秒数量级 较短
2
主要性能分析
与传统科斯塔斯环相比， 文中采用的改进逆调 ［7 ］ 制环在性能上有了很好的提高。 主要性能 分析 如表 1 所示。 2． 1 削弱悬隔现象 锁相环存在稳定平衡点和不稳定平衡点 。当起 环路可迅速入锁； 但当 始相差在稳定平衡点附近时， 起始相差在不稳定平衡点附近时 ， 环路就犹豫不决，
假设实际发送信号的载波频率为 3． 563MHz， 本地初始频率为 3． 562 8MHz， 利用逆调制环实现载 使最后获得 波同步。仿真程序中经过多次迭代后， 约为 的载波频率趋近于实际发送信号的载波频率 ， 3． 563MHz。 其中， 收发载频相差 0． 6017 ， 相对误差为 1． 685 －7 × 10 。相差为 3． 7807° ， 具有较好的效果。 编程思想如图 3 所示， 仿真结果如图 4 所示。
{
－ arccot － arccot
vd v ＇d vd v＇d
5π π π 3π ＜ Δ ＜ ＜ Δ ＜ 或 4 4 4 4 3π 5π 7π π ＜ Δ ＜ ＜ Δ ＜ 或 4 4 4 4
}
= 2 － 1
（ 11 ）
按同样的方法求出 n + 1 点时间的相位误差 φ （ n + 1） ， 并按式（ 12 ） 求出收发载波频差： （ 12 ） Δω = ［ φ（ n + 1 ） － φ（ n） ］/ T s T s 为采样点之间的时间间隔。 将频差转换为 其中，
2
要经过较长的时间才能入锁， 这种现象被称为悬隔 。 现象
+ （ v ＇d ）
2
± cos（ 2 － 1 ） sin（ 2 － 1 ） = cos（ 2 － 1 ） ± sin（ 2 － 1 ） V ＇d = vd （ vd ） 槡
2
20
空间电子技术 SPACE ELECTRONIC TECHNOLOGY
2011 年第 3 期
用于 PSK 载波提取的改进型逆调制环的研究
赖材栋， 刘晓慧
（ 西安邮电学院通信与信息工程学院， 西安 710121 ）
①
— —改进型逆调制环， 摘要： 文章介绍了一种在全数字接收机中可用软件方式实现的 MPSK 载波提取方法— 并给 出了性能分析。该方法适用于高速且速率可变的 PSK 调制技术， 能较好地消除悬搁现象， 适合于用 DSP 或 FPGA 来实现。 关键词： 载波提取； 逆调制环； 软件实现
0
引言
根据数字通信信号检测理论， 平均误码率最小
现
［4 ］
。
的相移键控的最佳接收机为采用锁相环路的相干接 收方式。 目 前， 常用的载波提取方法是科斯塔斯 环 ， 但是该方法存在捕获时间长、 频率跟踪准确 度和稳定度受压控振荡器 （ VCO ） 的限制精度不高、
［3 ］ ［1 ， 2 ］
1
1． 1
MPSK 载波提取方法
vd = ［ I（ n） cos（ ω0 ·n + 1 ） + Q（ t） sin（ ω0 n + 2 ） ］ · ^ 1 cos（ ω0 n + 2 ） + ^ ［ v v2 sin（ ω0 n + 2 ） ］ （ 8） 2 v1 和 ^ v2 的关系， 利用图 2 中 Δ 与 ^ 以及 I （ t ） = Q2 （ t ） = 1 ， 可得到： π π K d cos（ 2 － 1 ） － ＜ Δ ＜ 4 4 3π π － K d sin（ 2 － 1 ） ＜ Δ ＜ 4 4 vd = 3π 5π － K d cos（ 2 － 1 ） ＜ Δ ＜ 4 4 5π 7π K sin（ ＜ Δ ＜ 2 － 1 ） d 4 4 （ 9） v d 经过 90° 相移后， 得到： π π － K d sin（ 2 － 1 ） － ＜ Δ ＜ 4 4 3π π － K d cos（ 2 － 1 ） ＜ Δ ＜ 4 4 ＇ vd = 3π 5π K d sin（ 2 － 1 ） ＜ Δ ＜ 4 4 5π 7π K cos（ ＜ Δ ＜ 2 － 1 ） d 4 4 （ n） ：
改进型逆调制环 多相移键控信号（ MPSK） 有较高的频谱利用率， 但是相位过多会引起系统可靠性的降低， 现实中较 多用 QPSK 信 号 和 8PSK 信 号。 文 章 以 QPSK 为 ［5 ］ 例 ， 其载波同步方法原理框图如图 1 所示， 经前端 模块处理过的 QPSK 模拟信号经 A / D 转换器处理变 成符合低通抽样定理或带通抽样定理的数字信号 。
－
π π ＜ Δ ＜ 4 4 （ 14 ）
3π π ＜ Δ ＜ 4 4 3π 5π ＜ Δ ＜ 4 4 5π 7π ＜ Δ ＜ 4 4
图3
2
编程思想
+ （ v ＇d ）
sin（ 2 － 1 ） cos（ 2 － 1 ） = ± sin（ 2 － 1 ） ± cos（ 2 － 1 ） 1． 2 算法仿真