《电力电子系统设计与实验》实践报告专业：电力电子与电力传动学号：S10080804029报告人：龚钢小组成员：龚钢杨夏祎日期：2011年7月12日目录1、产品设计目标： (1)1.1 产品性能指标汇总 (1)1.2 产品设计依据 (1)2、产品主电路工作原理概述 (2)2.1 开关电源主电路 (2)2.2 前级PFC工作原理 (2)2.3 PFC控制芯片L6561介绍 (4)2.4 后级反激电路工作原理 (5)2.5 Flyback控制芯片LTA705S介绍 (5)3、电路参数设计 (6)3.1 前级PFC电路参数设计 (6)3.1.1 Boost变换器工作原理及电感电容的计算 (6)3.1.2 Boost电感设计 (8)3.2 后级Flyback电路的设计 (9)4、仿真及实验结果分析 (11)5、问题或现象分析 (13)6、心得体会 (14)附录 (16)1、产品设计目标：1.1 产品性能指标汇总产品参数设计指标：输入电压：90~264V AC、3.15A、47~63Hz；输出电压：19.2V DC、4.2A；输出功率：70W~90W；功率因数：0.95以上；1.2 产品设计依据从产品参数设计指标分析，其输入为交流电，输出为直流电，故首先需要设计整流电路，本产品设计的是二极管不控整流。

整流输出为脉动较大的直流电（即交流电的半个周期）。

此外本产品对电能利用率有要求，功率因数要求高于0.95，因此需要加入功率因数校正（PFC）环节。

从所学知识了解到，Boost变换器可用作功率因数校正（PFC）。

这也是一种常用的PFC拓扑电路。

Boost变换器有三种工作模式，分别为电感电流连续模式、电感电流临界连续模式和电感电流断续工作模式。

其中，电感电流临界连续模式下，可以通过有效控制，使输入交流电流和交流电压同相位从而有效提高功率因数。

综合各种因素考虑本产品设计选择Boost工作在电感电流临界连续模式。

264。

为满足这一宽范围本产品设计要求输入电压范围较宽。

最大输入电压峰值2输入要求，同时考虑经济合理性，本产品设计Boost电路工作正常的输出电压为400V 直流电。

为了对Boost电路有效控制，实现PFC，本产品设计选用性价比较高的芯片L6561。

通过Boost电路实现功率因数校正后，输出电压较高。

而产品要求输出电压为19.2V。

为此，电路还需要一个DC/DC降压拓扑电路。

可以实现降压的拓扑电路有很多。

非隔离式变换电路：Buck变换器、Buck-Boost变换器、Cuck变换器；隔离式变换器：单端正激式隔离变换器，单端反激式隔离变换器。

由于反激变换器能实现输入输出电气隔离，电压升降范围宽，运行可靠性能高等优点，因此本产品选择反激变换器实现DC/DC降压。

常用的高集成反激控制芯片有SG6742、FAN6754、LTA705S 等。

结合实验实际条件，本产品设计选用LTA705S芯片作为反激电路开关管的驱动芯片。

综上所述，产品设计总体电路拓扑结构确定为：二极管整流电路，Boost变换器实现PFC电路、单端反激式隔离变换器实现DC/DC降压变换电路。

2、产品主电路工作原理概述2.1 开关电源主电路产品电路中，输入为AC90~264V电压，经过二极管整流桥把交流电变成直流电，然后利用Boost实现功率校正，最后利用单端反激隔离式变换电路进行降压提供稳定的直流输出电压。

电路前级采用的控制芯片为L6561，后级采用的控制芯片为LTA705S，工作频率为100kHz。

为验证产品设计思路的可行性，依据设计要求首先进行了仿真。

图1为本文仿真电路结构图，产品主电路图见附录。

o图1 开关电源电路拓扑结构2.2 前级PFC工作原理有源功率因数校正（Active Power Factor Correction）电路，是在传统的不可控整流电路中融入有源器件，使得交流侧电流在一定程度上正弦化，从而减小装置的非线性、改善功率因数的一种高频整流电路。

基本的单相APFC电路，在单相桥式不可控整流电路和负载电阻之间增加一个DC-DC功率变换电路，通常采用Boost变换器。

通过适当的控制Boost电路中开关管的通断，将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的正弦波，消除谐波和无功电流，将电网功率因素提高到近似为1，其电路拓扑结构如图2所示。

o图2 APFC拓扑结构图假定开关频率足够高，保证电感L的电流连续；输出电容足够大，输出电压可以认为是恒定直流输出电压。

电网电压iu为理想正弦电压，即有tUuωsinmi=，则不可控整流桥的输出电压in u 为正弦半波，t U u u ωsin m i in ==。

当开关管T 导通时，in u 对电感充电，电感电流L i 增加，电容C 向负载放电；当T 关断时，二极管D 导通，电感两端电压L u 反向，in u 和L u 对电容充电，电感电流L i 减小。

电感电流满足下列关系式。

⎩⎨⎧+<<++<<==s k on k o mon k k m L -sin sin d d T t t t t u t U t t t t t U u t iL，，ωω (1) 通过控制开关管T 的通断，即调节T 的占空比D ，可以控制电流L i 。

若能控制L i 近似为正弦半波电流，且与in u 相同相位，则整流桥交流侧电流也近似为正弦电流，且与电网电压i u 同相位，即可达到功率因数校正的目的。

这也是APFC 的基本原理。

为实现这一控制目的，需要引入闭环控制。

控制器必须实现两个基本要求：1、实现输出直流电压o u 的调节，使其达到给定值；2、保证电网侧电流正弦化，其功率因数近似为1。

为此采用电压外环电流内环的单相PFC 双环控制。

如图3所示。

o图3 APFC 控制原理图电压外环的作用是实现控制目标的电感电流指令值*L i 。

给定输出电压*o u 减去测量到的实际输出电压o u 的差值，经PI 调节器作用，输出电感电流的幅值指令*L I 。

测得到的整流桥输出电压in u 除以其幅值后，得到单位的半正弦量。

该值与得到的电感电流幅值指令相乘得到电感电流的指令值*L i 。

*L i 为与in u 同相位的正弦半波电流，其幅值可控制直流电压o u 的大小。

电流内环的任务是控制开关管T 的通断，使实际的电感电流L i 跟踪其产生的指令值*L i 。

为仿真方便，此处采用了电流滞环控制。

通过滞环控制可以保证实际的电感电流L i 在其指令电流*L i 附近波动，波动的大小与滞环的宽度有关。

在实际电路中此处采用的是L6561芯片控制。

L6561采用的是电流峰值控制方法和电流检测控制方法的结合。

其控制原理为：当芯片5管脚（ZCD ）检测到Boost 电感电流为零时，L6561会驱动开关管导通，此时电感电流基本呈线性上升；当芯片4管脚（CS ）检测到流过开关管的电流（此时也是流过电感的电流）到达规定的上限（即电流峰值）时，开关管会关断，直到下一次ZCD 检测到过零电流时才开通。

图4 L6561控制的电感电流波形2.3 PFC 控制芯片L6561介绍L6561 主要特点：1. 具磁滞的欠电压锁住功能。

2. 低启动电流（典型值：50uA ；保证90uA 以下），可减低功率损失。

3. 内部参考电压于25℃时只有1﹪以内的误差率。

4. 除能（Disable ）功能，可将系统关闭，降低损耗。

5. 两级的过电压保护。

6. 内部启动及零电流检测功能。

7. 具乘法器，对于宽范围的输入电压，有较佳的THD 值。

8. 在电流检测功能，具备内部RC 滤波器。

9. 高容量的图腾级输出，可以直接驱动MOSFET 。

INV 51234678Vcc GD GND ZCD CSMULT COMP图5 L6561的封装图2.4 后级反激电路工作原理本产品后级电路选用电流断续模式（DCM ）单端反激拓扑电路。

单端反激隔离式变换器是一种成本较低的电源电路，小功率电一般选此拓扑结构。

其输出功率为20W －100W ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。

在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度。

其补偿电路结构简单。

反激式变压器开关电源，是在变压器的初级线圈利用直流电流激励后，变压器的次级线圈没有功率输出；当变压器初级线圈的激励电路被关断，初级线圈和二次线圈通过磁耦合，释放磁能，转换为电能，向负载提供电能。

单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈控制系统(输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路)。

通过反馈回路产生PWM 信号，有效控制开关管的通断。

从而实现对初级线圈充磁电流峰值的有效调节，达到稳定输出电压的目的。

2.5 Flyback 控制芯片L TA705S 介绍反激控制芯片LTA705S 是一款专门为控制单端反激隔离式变换器而设计的芯片。

LTA705S 集成了高压自启动，低功率绿色模式，过流保护，Vdd 过压保护，Vdd 欠压锁定，同步斜坡补偿等功能。

各管脚功能见表2。

GND 51234678GATE VDD SENSE RT HVNC FB图6 LTA705S 封装图3、电路参数设计3.1 前级PFC 电路参数设计3.1.1 Boost 变换器工作原理及电感电容的计算Boost 变换器是一种输出电压等于或高于输入电压的单管非隔离直流变换器。

合理控制开关管T 的导通比，可控制升压变换器的电压稳定输出。

Boost 变换器有三种工作模式，分别为连续导电模式、临界导电模式和不联系导电模式。

在本设计有源功率因数校正（APFC ）中，Boost 变换器工作在临界导电模式。

针对这种情况分析Boost 电路，计算设计其电感和电容值。

R图6 Boost 变换器电路拓扑假设电路中各个元件都是理想器件。

一个开关周期内，Boost 变换器有两种工况。

如图所示。

o（a ）Boost 电路开关管导通状态 o（b ）Boost 电路开关管截止状态图7 Boost 变换器电感电流连续时两种工作状态（1）当开关管导通时，电路拓扑如图7（a ）所示，二极管承受反向电压而截止。

电容C 向负载R 供电，极性上正下负。

电源电压in U 全部加到电感两端in L U u =，在该电压作用下电感电流L i 线性增长，储存的磁场能量也逐渐增加。

在一个开关周期S T 内，开关管T 导通的时间为on t 。

开关管T 导通期间，电感电流的增量为：()S C in 1in 0in L d 1T D LUt L U t L U i t ===∆⎰+ (2)（2）当开关管T 截止时，电路拓扑如图7（b ）所示，L i 经过二极管Ｄ流向输出侧，电感L 中的磁场将改变L 两端的电压极性，以保持L i 不变，这样电源电压in U 与电感电压L u 串联，总电压高于电容C 两端电压，此时电源和电感共同为电容C 和电阻R 供电，负载电阻R 端电压0U 极性仍然是上正下负。