单端反激式变压器的设计原理分析 一、设计举列1: 1.高频变压器的参数设计本没计的目标是完成一个交流输入电压范围为220(1±20％)V ，输出为24V ／500mA 、±15V／600mA 、5V ／2A 的多级输出，效率η=75％,最大占空比D=O ．5,工作频率f=50kHz 的开关稳压直流电源。

单端反激式工关电源中变压器不仅作为变压器使用，同时又作为储能电感，它的设计方法与其他类型的变压器不同。

其设计参数丰要有以下3项:(1)求出原边绕组电感量；(2)选择规格、尺寸合适的高频变压器磁芯； (3)计算原副边绕组匝数。

1.1: 计算原边电感量Lp 及变压器气隙δ考虑到输入电压有±20％的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电压180～260V 范围内都能正常工作。

输出功率Po=24×0.5+15×0.6×2+5×2=40W 取反激变压器最大占空比Dmax=0.5Vs 应取最小值:Vs(min)=180×1.4-20=232V 其中20V 为直流纹波及整流桥压降之和。

初级绕组流过的峰值电流Ip 为式中:I p =2∗P0V s ∗D max(1)I p =2∗40232∗0.5=0.69A (2)假设电压Vs 波动下限为7％,Vs(min)232(1-0.07)=216V,则次级绕组的电感: L p =V s （min ）∗ D max ∗ TI p(3)L p =216∗0.50.69∗50∗103=3.13mH (4)即工作磁感应强度变化值取饱和值Bs 的一半，查阅R2KB 铁氧体磁性能表可知，其饱和磁感应强度Bs=3500GS，则:△B▲=12Bs=1750Gs, 磁芯有效截面积A=97．25mm2代入各值计算可得其所需气隙长度可由下式计算式中:Ae为磁心有效截面积δ= 0.4∗∏∗L p ∗I p2A e △B210−8=1.8712.978=0.63mm （5）1.2: 次级绕组匝数初级绕组匝数计算公式为N1= L p ∗I pA e∗△B∗108=3.13∗ 0.6997.25∗ 1750∗108=128 (6)将4．1中得到的各量代入得N1=128匝。

次级绕组匝数的计算公式(24V) 式中:VD为整流二极管正向压降。

代入数据，N2=(V0 +V D)∗(1−D max)∗N1V S(min)D max =(24+1)∗(1−0.5)∗128232∗0.5(7) =13.79次级绕组取N2=14匝。

取UC3842的工作电压为15V，式中的lV为整流管的导通压降。

N6=15+124+1∗N2=8.96 (8)则反馈绕组取9匝，二、设计举列2:1.设计参数要求①输入电压有±30％的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电压154～286VAC范围内都能正常工作。

②输出负载有4组,其中三组互相隔离24VDC 0.2A24VDC 0.2A 12VDC 1.5A 15VDC 0.4A2. 功率、直流电压、输入电流、输出负载、空气隙、电容值的确定 ①输出功率:Po = 24×0.2+24×0.2+12×1.5+15×0.4 = 33.6 (W)②输入总功率: P i =P0η=33.60.85=39.5W (η=85%) (1)③输入最低和最高直流电压:Vmin = 154*1.414= 217.756VVmax = 286*1.414 = 404.404V ④输入有效电流: I ds =P i V min=39.5217.756=0.181(A ) (2) ⑤输入最大电流: I max =I ds D max=0.1810.4=0.4538 (A ) (3) ⑥输入回路平均电流:I dc =I ds ∗D max =0.181∗0.4=0.0724 (A ) (4) ⑦空气隙: δ=4∏∗10−7∗N 12∗A eL p=4∏∗10−7∗942∗111.242.452=1.23452.452=0.4898 (mm ) (5)⑧电解电容:C201 = 2* Pi= 80μf/450V (实际选用:C201= 68μf/450V) 对于5-10W 的开关电源,电容可选4.7∽10μf 。

10-50W 的开关电源,按2.0∽3.0μf/W 的容量选用。

50-100W 的开关电源,按2.5∽3.5μf/W 的容量选用。

如果滤波电容容量太小,则会使直流电压纹波太大,容易引起开关管损坏,导致功率因数下降,谐波含量增加,电容器静电容量的允许偏差可为±10%,最好为±5%。

C>47μf,一般要求漏电电流:I<3*(CU )1/2 (μA)⑨电容的负载电阻 R lc =V min I dc=217.7560.0724=3007.6(Ω) (6)3.工作频率和周期的确定 ① f =1.72∗103R t C t=1.72∗10310∗103∗2.2∗10−6=1.72∗1052.2=78.18KHz (7)② T =1f=178.18Khz=12.79(μs ) (8)4.占空比和导通时间的确定 ①占空比最大占空比Dmax<0.5, 故选 Dmax=0.4 ②导通时间T ON =T ∗Dmax =12.79∗0.4=5.11(μs) (9) 5.铁氧体磁芯的选型和介绍①铁氧体磁芯型号:EI32,制作时空气隙每边各留0.5mm 。

②EI32磁芯尺寸:B = 21.5(mm) C = 10.8±0.2 (mm)D = 10.8±0.2 (mm)③磁感应强度:Bs = 2000GS④磁芯有效截面积:Ae = C*D(mm2)= (10.8)*(10.8-0.5)= 111.24 (mm2)⑤窗口面积:Be = (B-C)/4*D= (21.5-10.8)/4*10.8 = 28.89(mm2)6.计算变压器初、次级绕组匝数和输出电压Vs ①确定初级绕组N1的匝数和电感量饱和磁通密度在100℃时,查表Bs=286(mT),对一般形状、材质 的铁氧体,当工作频率78.18KHz 时,65%的饱和值△Bs=286*0.65=186(mT),变压器的感应电压从217.756V 到404.404V 的变动,磁感应强度也发生变化N 1=V min ∗1.3∗1.9∗T on ∗10−6△B s ∗A e=154∗1.3∗1.9∗5.110.186∗111.24=93.94 取94匝 (11)初级电感量:L p =V min ∗T on ∗10−6I max=217.756∗5.11∗10−60.4538=2.452(mH ) (12)②反馈绕组N2UC2845D8的工作电压为12V,加上整流二极管D213的管压降1.75V,反馈绕组N2的供电电压为13.75VV s1=12+1.750.4=34.375 (V ) (13) N 2=V s1∗T on ∗104B s ∗A e=34.375∗5.11∗1042000∗111.24=1756.5222.48=7.89 [取8 (匝)] (14)③次级绕组N3输出电压=24V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的正向压降=1.75VV s3=24+0.4+1.750.4=65.375 (V ) (15)N 3=V s3∗T on ∗104B s ∗A e=2000∗111.24=3340.6222.48=15.01 [取15 (匝)] (16)N 3=V s3∗N pV max −2V ds=65.375∗94404.404−4=15.34 [取15 (匝)] (17)④次级绕组N5输出电压=12V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的正向压降=1.75VV s5=12+0.4+1.750.4=34.375 (V ) (18)N 5=V s5∗T on ∗104B s ∗A e=34.375∗5.11∗1042000∗111.24=1756.5222.48=7.89 [取8(匝)] (19)⑤次级绕组N6输出电压=15V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的 正向压降=1.75VV s6=15+0.4+1.750.4=42.875 (V ) (20)N 6=V s6∗T on ∗104B s ∗A e=2000∗111.24=2190.9222.48=9.84 [取10(匝)] (21)N 6=V s6∗N pV max −2V ds=42.875∗94404.404−4=10.06 [取10 (匝)] (22)四、过流保护电路的设计a.V 0 –V 1 R244=V 1 –V 2 R245=>V 0 –V 11=V 1 –V 21△V =V 1 –V 2 =V 0 –V 1b.V 0−V ref R249=V ref11R251+1R252V0=V ref(1+R249R252+R249R251)V0=V ref∗(1+5.110+5.11.5)V0=2.5∗(1+0.51+3.4)=12.275VI C=V0R244+R245=12V2K=6mA>5mAc.当负载加大时,V o↓→V ref↓→Vka(V2) ↑→△V=(V1−V2)↑光耦发光管I C↑→光耦三极管I f↑→PWM误差(控制)电压Ue↑→PW M 输出脉冲变宽↑→占空比D↑→抑制Vo降低。

当负载变小时,Vo↑→Vref↑→Vka(V2) ↓→△V=(V1−V2)↓→光耦发光管I C↓→光耦三极管I f↓→PWM误差(控制)电压Ue↓→PW M 输出脉冲变窄→占空比D↓→抑制Vo增加。

d.负载调整率得到改善,由于增加了光电反馈控制环节,在空载时输出电压与满载时的输出电压变动值减小,大大增加了输出电压的稳定度。

e.频率特性好,稳定幅度大。

在50kHZ和500KHZ的工作频率下,它的输出电压变化量为0.01％。

f.过流限制特性好。

若由于负载变动的原因而使输出电流剧增,当它超过标称电流的15％时,立即关闭输出,对电路进行保护。

g.过压保护和欠压锁定功能强,准确,灵敏度高。

h.有的电路设计中增加提升低频增益电路,用一个电阻和一个电容串接于控制端和输出端,来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率, 即静态误差。

l.输出经过TL431(可控分流基准)反馈并将误差放大,TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分,而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压,用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间,从而得到一个稳定的直流电压输出。