础，分析非线性电阻微波混频器的工作原理及性能指标，包 括电路时-频域关系、功率关系、变频损耗、噪声特性，并
给出各种微波混频器的电路实现等。
第3章 微波混频器
3.1.1 本振激励特性——混频器的大信号参量
如图3-2所示，在混频二极管上加大信号本振功率和直 流偏置(或零偏压)时，流过混频二极管的电流由二极管的伏 安特性来决定。加在二极管上的电压是直流偏置与本振信号 之和，二极管的伏安特性近似为指数函数，即 u (t ) E 0 U L c o s L t
第3章 微波混频器
图 3-3
二极管混频器原理图
第3章 微波混频器
由于UL>>US，可以认为二极管的工作点随本振电压变
化，认为接收到的信号是一个微小电压增量，因此将回路电 流在各个工作点展开为泰勒级数。为了讨论方便，将ZL、 ZL0、ZS短路，这时流过二极管的瞬时电流值为
i f (u ) f ( E 0 U L co s L t U S co s S t ) f ( E 0 U L co s L t ) f '( E 0 U L co s L t )U S co s S t 1 2! f ''( E 0 U L co s L t )(U S co s S t ) …
i=f (E0+uL+uS+u0+ui) =f (E0+uL+Δu)
式中：Δu=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信号电
流为
第3章 微波混频器
iD小= f′(E0+uL)Δu=g(t)· Δu
= (g0+2g1 cosωLt+2g2 cos2ωLt+„)×(US sinωSt－U0 sinω0t －Ui sinωit) =g0US sinωSt－g0U0 sinω0t－g0Ui sinωit +g1US sin(ωL+ωS)t+g1US sin(ωS－ωL)t －g1U0 sin(ωL+ω0)t+g1U0 sin(ωL－ω0)t +g1Ui sin(ωL－ωi)t－g1Ui sin(ωL+ωi)t +g2US sin(2ωL+ωS)t－g2US sin(2ωL－ωS)t －g2U0 sin(2ωL+ω0)t+g2U0 sin(2ωL－ω0)t －g2Ui sin(2ωL+ωi)t+g2Ui sin(2ωL－ωi)t (3-15)
第3章 微波混频器
图 3-5 加在混频二极管上的电压
第3章 微波混频器
其中：u0(t)和ui(t)取负号是因为混频电流i在中频电阻R0
和镜频电阻Ri上产生的电压降反向加到二极管上。在这些电 压中，本振是大信号，其余幅值都很小，本振和直流偏压决 定二极管的工作点，混频器的工作状态可看成是大信号uL上 叠加了小信号uS、u0和ui。这时流过二极管的电流为
.
可见，当信号较强时，混频电流i(t)中包括信号(ωS)和本 振(ωL)所有可能的各次谐波组合，它比小信号时的组合分量 丰富得多，从而消耗更多的信号功率，使变频损耗增加，并 产生各种变频干扰和失真。因此，在设计混频电路时，应考 虑如何抑制部分组合频率成分，以改善混频器的性能。
第3章 微波混频器
3.1.3 混频器等效网络


I n m e
j( n L m S ) t
(3-13)
式中：I n m 是每个nωL+mωS频率分量的复振幅。因为i(t)是 时间的实函数，所以有
.
I n m I n , m
*
(3-14)
第3章 微波混频器
从式(3-14)中可得到实数中频电流为
i 0 ( t ) 2 | I 1, 1 | cos[( S L ) t ] 。
第3章 微波混频器
当混频二极管上只加直流偏压E0和本振功率时，混频二
极管呈现的电导为
di dv
|u E
0
U L co s L t
f '( E 0 U L co s L t )
( E 0 U L co s L t )
I sa e
g (t )
波的混频电导。 3.1.2 非线性电阻的混频原理 二极管混频器的原理等效电路如图3-3所示，在肖特基 势垒二极管上加有较小的直流偏压(或零偏压)、大信号本振 功率(1 mW以上)及接收到的微弱信号(微瓦(μW)量级以下)。 假设本振与信号分别表示为
uL(t)=UL cosωLt
uS(t)=US cosωSt
(3-7)
式(3-7)说明当本振电压随时间作周期性变化时，瞬时电 导g(t)也随时间作周期性变化，故称为时变电导；同样g(t)也 可以展成傅里叶级数：

g (t ) g 0 2 g n c o s L t
n 1
(3-8)
第3章 微波混频器
式中：g0称为二极管的平均混频电导，gn是对应本振n次谐
上面求混频产生的小信号电流i(t)时，仅计算了接收信 号vS(t)和本振的所谓“一次混频”， 而未考虑混频产物的反 作用。在实际工作中，至少要考虑中频ω0和镜频ωi的反作用， 实际的混频器电路可以等效为图3-5所示的简化电路。 加在二极管上的电压为 本振电压：uL(t)=UL cosωLt 信号电压：uS(t)=US sinωSt 中频电压：u0(t)=－U0 sinω0t 镜频电压：ui(t)=－Ui sinωit
图 3-2 混频二极管加直流偏压和本振功率时的原理图
第3章 微波混频器
显然，流过二极管的大信号电流是本振功率ωL的周期性函
数，可用傅里叶级数表示为
i I 0 2 I n c o s n L t
n 1
(3-3)
式中：直流分量I 0 I sa e E J 0 ( U L )
(3-10)
n 1
第3章 微波混频器
混频器电流的主要频谱如图3-4所示，并用虚线画出了
混频电流中的大信号成分，即直流、本振基波及本振各次谐 波。
第3章 微波混频器
图 3-4
混频器电流的主要频谱(设ω0=ωS－ωL)
第3章 微波混频器
从上分析可见：
(1) 在混频器中产生了无数的组合频率分量，若负载ZL 采用中频带通滤波器，就可以取出所需的中频分量而将其他 组合频率滤掉。 (2) 从式(3-10)可得中频分量振幅为
第3章 微波混频器
以上是假设接收信号较弱情况下的小信号分析，并设
本振与信号初相位均为零。实际中二者之间有相位差，而且 信号可能较强，如雷达近距离目标的反射信号、附近电台的 干扰信号等，在这种情况下，就不能将U2S以上的高次项忽 略了。此时混频电流的频谱分量大为增加。下面定性分析信 号较强情况下的电流频谱。 为了简便起见，用指数形式表达g(t)函数。 根据式(3-8)， 考虑初相位φL和φS，则有
第3章 微波混频器
微波混频器的工作原理
微波混频器是通信、雷达、电子对抗等系统的微波接收
机以及很多微波测量设备所不可缺少的组成部分。它将微弱
的微波信号和本地振荡信号同时加到非线性元件上，变换为 频率较低的中频信号，进一步进行放大、解调和信号处理。
图3-1是微波混频器的原理图，对它的基本要求是小变频损
耗和低噪声系数。
i f ( v ) I sa e
v
(3-1)
( E0 U L cos L t )
则流过二极管的大信号电流为
i f ( E 0 U L c o s L t ) I sa e I sa e
E0 U L cos L t
e
(3-2)
第3章 微波混频器
i ( t ) f '( E 0 U L cos L t )U S cos S t ( g 0 2 g 1 cos L t 2 g 2 cos 2 L t … )U S cos S t
g 0U S c o s S t


g nU S c o s( n L S t )
第3章 微波混频器
图 3-1
微波混频器的原理框图
第3章 微波混频器
目前微波混频器主要采用的是金属-半导体构成的肖特
基势垒二极管作为非线性器件。虽然二极管混频有变频损耗， 但其噪声小、频带宽(可选多倍频程)、工作稳定、结构 简单，方便用于微波集成电路。近年来，由于微波单片集成 电路的发展，GaAs肖特基势垒栅场效应管及双栅MES FET 混频器的研制成功，使混频器电路得到新的发展。目前，结 合低噪声放大器、混频器、中频放大器等单元的集成接收组 件已经广泛被使用于各种微波系统。
j S t
e
j S t
)
第3章 微波混频器
当US较大，不能忽略U2S以上各项时，则式(3-9)最终可
写为
i (t )
n


m


.
| I n m | e
.
j( n L m S )
e
j( n L m S ) t

.
n


m
Байду номын сангаас
式中： n g n e j n ，y n g n e j n y 则 y g e j n y * ，并且y0＝g0。
L L
(3-12) 。如果定义gn＝g－n，
－n
n
n
同样，信号电压可以表示为
u S U S cos( S t S )
1 2
U S (e
第3章 微波混频器
由图3-4可以看出，ωi是信号相对于本振基频ωL的“镜像”，