2012年4月25号，开始进行逆变器主回路的参数设定。

鉴于前面已经做出了结果，现在要做的工作就是进一步进行参数的对比，最后得出参数的最优化，并能得出自己的结论。

争取在五一之前搞定，五一过后开始论文的编写。

首先从PWM信号开始，在PWM生成信号中，可调节的只有上拉电阻和调制度。

调制度之前已经做过实验，这里不再赘述。

上拉电阻阻值4.7k放大图像如下图所示，基本上无毛刺。

上拉电阻阻值改成1k，上拉电流为12mA,由于LM339的最大上拉电流不能超过2.5mA，所以不能选用12V/2.5mA=4.8k的电阻。

但为了比较，本着实验寻找定性的原则，我依然做了这个实验。

下面是1k 的波形。

图像放大后发现基本上没有毛刺，效果非常好。

上拉电阻阻值改成10k，pwm波形如下图像放大如下图，毛刺比4.7k时稍多。

由以上几组数据，可以得出以下结论，上拉电阻越小，上拉电流越大，波形越好，但是LM339的上拉电流限制，所以电阻最小选用4.8k，最后选用常用阻值5.1k。

下面来讨论下驱动光耦的电压，PC816的CTR允许范围是50%-200%。

If=50mA,控制部分串联二极管，串联电阻为200R.三极管一侧，上拉电压是12v，当上拉电阻是200R时，电流由50mA增加到56mA，CTR为112.输出电压图形如下，最小值为0.7v当电阻改成100R时，下图是输出电压波形，最小值为6V，最大为12V，这个变化很明显。

下面是电流If，绿色和集电极电流Ic 红色，CTR为62/50=124。

现在把输入电流If改为20mA, 即把限流电阻由200R改成510R。

输出电压值如下图所示，最小值是9.05V，最大值是12V。

两个电流如下图所示。

分别是20mA和30mA，CTR是150由以上关于光耦限流电阻和上拉电阻的研究，额定电流是50mA，要求输出的电压能在高低压之间切换，不至于一直处在高压状态，是后面的IGBT处在常开状态，所以选择限流电阻是200R，上拉电阻是200R，此时CTR是112%，符合要求。

用光耦的优点：稳定、可靠缺点：系统成本高下面计算一下IGBT的驱动电流。

我选用的是IRF840，由驱动功率计算公式：P= fs×QG×ΔU 备注：P: 驱动器每通道输出功率；fs: IGBT开关频率；QG :IGBT门极电荷，可从规格书第一页查出，不同IGBT该数值不同；ΔU:门极驱动电压摆幅，等于驱动正压+U 和负压–U 之间差值。

然后计算峰值驱动电流。

I GPEAK=ΔU/(R G(min)+R G(int))其中ΔU为驱动电压摆幅，R G(min)为客户所选用的门极电阻，包括发射极回路中的电阻，R G(int)为IGBT门极内阻，可从规格书查出，不同IGBT该数值不同。

这样计算一下IRF840的驱动功率P=20k×40n×40=0.032w. 至于I GPEAK的计算，由于datasheet上面没有R G(min)+R G(int）的值，所以我无法计算，但是找到最大电流是32A，所以我认为选择这款问题不大。

足够用了。

实际上TLP250的驱动电流是2A多，IGBT的驱动电流是非线性的。

现在发现我开始0419的驱动电流只有40毫安，太小，实际上无法使用。

剩下的工作明天再干。

4月26号，今天要研究的事物是IGBT的驱动。

看来驱动不是那么简单。

密勒效应（Miller effect）是在电子学中，反相放大电路中，输入与输出之间的分布电容或寄生电容由于放大器的放大作用，其等效到输入端的电容值会扩大1+K倍，其中K是该级放大电路电压放大倍数。

虽然一般密勒效应指的是电容的放大，但是任何输入与其它高放大节之间的阻抗也能够通过密勒效应改变放大器的输入阻抗。

（2）降低密勒效应的措施：可以采用平衡法（或中和法）等技术来适当地减弱密勒电容的影响。

平衡法即是在输出端与输入端之间连接一个所谓中和电容，并且让该中和电容上的电压与密勒电容上的电压相位相反，使得通过中和电容的电流恰恰与通过密勒电容的电流方向相反，以达到相互抵消的目的。

（3）密勒效应的不良影响：密勒电容对器件的频率特性有直接的影响。

例如，对于BJT：在共射（CE）组态中，集电结电容势垒电容正好是密勒电容，故CE组态的工作频率较低。

对于MOSFET：在共源组态中，栅极与漏极之间的覆盖电容Cdg是密勒电容，Cdg正好跨接在输入端(栅极)与输出端(漏极)之间，故密勒效应使得等效输入电容增大，导致频率特性降低。

试了好多，出问题了，现在发现用的IRF840是个MOSFET,又找了个IGBT，现在驱动电流也是有问题，升不上去，用个放大电路吧，开始用的Q2N3904和Q2N3906，放大电流不大，也不确定这是什么作用，然后用了共基极的两个Q2N3904，效果不理想，暂时放一段落。

去研究一下电容、电感的滤波作用。

这个是没有滤波的电压波形使用8uH电感，3u的空载电压使用800mH电感，3u电容的空载电压，这个实在是不敢恭维。

使用80mH电感，3u电容的空载电压使用20mH电感，3u电容的空载电压使用10mH电感，3u电容的空载电压使用15mH电感，3u电容的空载电压使用8mH电感，3u电容的空载电压，稍微还有些不太光滑。

总体对比来看，10mH还是比较合适的一个数。

下面来确定一下这个电容值，当然这个是微调。

使用10mH电感，20u电容的空载电压，波形不是很好看，像是被削了一个平顶似的。

电容大了些。

使用10mH电感，10u电容的空载电压，效果稍微比20u的好些，上面没有那么大的平地了。

再试一下用个很小的电容有神马效果。

使用10mH电感，47n电容的空载电压，看来这个特别平滑但是好像小的有些过了。

再大一些，看来电容小的话效果会更好些。

470n的电容，效果看起来不错，比较平滑了。

用1u看效果，在过零点处还有些畸变。

看来电容还是不足够小。

再实验下100n吧，看来效果不如470n，那么就选470n。

今天的工作就先做这些，剩下的时间整理一些资料。

今天是4月27，下午又开始捣鼓驱动。

明明是同样的电路图，但是差别好大啊，到最后发现居然是因为设的精度不对。

这个是将电压精度设成mV时的PWM3的电压波形。

下面的这个波形是将电压精度设成V的PWM3的波形。

原来只是认为如果把精度设的低一些，能够计算的更快，大致看出波形，现在发现区别还是蛮大的，而且这个mV级别比之前的uV级别精度还要低，怪不得之前测的PWM3的波形比现在的要好看很多，没有那么多的毛刺和尖峰。

VVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVVV今天是4月28号，放假前的一天，今天要集中力量搞IGBT的驱动。

IGBT驱动电路具备两个功能：一是实现控制电路与被驱动IGBT 栅极的电隔离，二是提供合适的栅极驱动脉冲。

IGBT是电压型控制器件，所需的驱动电流与驱动功率非常小，可直接与模拟或数字功能块相接丽无需任何附加接口电路。

IGBT的导通与关断是由栅极电压UGE来控制的，当UGE大于开启电压UGE(t11)时IGBT导通。

当栅极和发射极『日J施加反向或不加信号时，IGBT被关断。

现在知道为什么我的IGBT的驱动电流老是上不去了，因为现场用的IGBT是用TLP250驱动的，输出电流可以达到几安，但是我用的是TLP112,自身的输出电流只有几十毫安，所以无论我如何改，都不是一个数量级上的。

这也解决我另外一个疑惑，既然我的驱动电流那么小，为什么还得到了正确的结果。

IGBT 的驱动只和电压有关，和驱动电流没有关系，这只是一个开关而已，开关在意的是电压，而不是电流。

IGBT的驱动电路要求IGBT与普通晶体三极管一样，可工作在线性放大区、饱和区和截J}：区，在使用中主要作为开关器件应用即工作在饱和区和截止区。

在驱动电路中主要研究IGBT的饱和导通和截止两个状态，使其开通上升沿和关断下降沿都比较陡峭。

栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要影响，必须正确选择。

当正向驱动电压增大时，IGBT的导通电阻下降．使开通损耗减小；但若正向驱动电压过大则负载短路时其短路电流IC随UGE增大而增大，可能使lGBT出现擎住效应，导致门控失效，从而造成IGBT的损坏；若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域，使IGBT过热损坏：使朋中选12V_<UGESl8V 为好。

栅极负偏置电压可防J}：由于关断时浪涌电流过大而使IGBT 误导通，一般负偏置电压选一5V为宜。

另外，IGBT开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值，使IGBT在J下常工作及过载情况下不致退出饱和导通区而损坏。

下面的这个图是我测的没有两个三极管放大，GT10G101的U GE的电压，并且和光耦的输出同步，和输出电压同步，与管子导通同步。

由图形可知，导通时间长，关断时间相对短，下面需要解决一下这个问题。

如何减小他的开通和关断时间，提高效率。

现在的开通时间是10us,关断时间是5us.在IGBT中，用一个MOS门极区来控制宽基区的高电压双极型晶体管的电流传输，这就产生了一种具有功率MOSFET的高输入阻抗与双极型器件优越通态特性相结合的非常诱人的器件，它具有控制功率小、开关速度快和电流处理能力大、饱和压降低等性能。

在中小功率、低噪音和高性能的电源、逆变器、不间断电源(UPS)和交流电机调速系统的设计中，它是目前最为常见的一种器件。

IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不同的驱动电路产生。

当选择这些驱动电路时，必须基于以下的参数来进行：器件关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情况。

图1为一典型的IGBT驱动电路原理示意图。

因为IGBT栅极 发射极阻抗大，故可使用MOSFET驱动技术进行触发，不过由于IGBT的输入电容较MOSFET为大，故IGBT的关断偏压应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压更高。

2)串联栅极电阻(Rg)选择适当的栅极串联电阻对IGBT栅极驱动相当重要。

IGBT的开通和关断是通过栅极电路的充放电来实现的，因此栅极电阻值将对IGBT的动态特性产生极大的影响。

数值较小的电阻使栅极电容的充放电较快，从而减小开关时间和开关损耗。

所以，较小的栅极电阻增强了器件工作的耐固性(可避免dv/dt带来的误导通)，但与此同时，它只能承受较小的栅极噪声，并可能导致栅极-发射极电容和栅极驱动导线的寄生电感产生振荡。

使用TLP250时应在管脚8和5间连接一个0.1μF的陶瓷电容来稳定高增益线性放大器的工作，提供的旁路作用失效会损坏开关性能，电容和光耦之间的引线长度不应超过1cm。

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR 的低导通压降两方面的优点。