即得被测源的相位噪声 。 实际上 , 由于两信号频 率都不可能绝对稳定 ,
二者不能调到相等并保持相位正交 。 为此修改测 试系统如图 3 所示 , 这种方法称为零拍法 。
图 3 零拍法
将差频误差信号送回参考源 , 以便参考源锁相 到被测源 , 锁定后差频交流便消除 , 进一步细调直 至直流成分也消除 。此过程均可观察伏特计来操 作 。在锁相环带宽内 , 参考源的噪声跟踪被测源的 噪声 , 锁相环带宽以内的噪声输出会因为环路的跟 踪作用而减弱 ;在锁相环带宽之外 , 被测源噪声不 受影响 , 因而要求锁定带宽要小于最小要测量的频 偏值 。 事实上 , 带内噪声可以单独测量并经过计算 就可得带内相位噪声 。
2008 年 12 月 第 12 期
电子测试
ELECT RON IC T EST
Dec .2008 No .12
频谱分析仪测量相位噪声研究
王豫桐 , 林 伟 , 黄世震 (福州大学福建省微电子与集成电路重点实验室 福州 350002)
摘 要 :随着相位噪声测量技术的发展 , 不断有采用新技术的测量系统被开发出来 , 但基本 的测量原 理仍具有其 优势并得到广泛应用 。 本文阐述了利用频谱分析仪测量相位噪声的几种基本方法 , 从原理 上对测量 方法进行了 推导分析 , 并分析了每种测量方法的优缺点 。 在文章 最后介 绍了易 于搭建 的载波 滤除测量 方法 , 通过 搭建测试 平台进行实际测量验证了此方法的可行性 。 关键词 :相位噪声 ;延迟线法 ;零拍法 ;载波滤除 中图分类号 :T N957 文献标识码 :A
2 .3 相位检波器法
(1 4)
图 2 相位检波法
相位检波器法也称为双源法 。 这种方 法是将
被测信号与一个同频率 、相位差 90°的参考信号加
到混频器上 , 将信号的载波抑制 , 检测出与被测信
号相位起伏(实际上是被测源和参考源相位起伏之
和)有关的低频噪声电压 , 后经过低通滤波器和低
噪声放大器 , 由低频频谱仪检测出来 , 如图 2 所示 。
0 引 言
在移动通讯 、宇航测控 、雷达等设计测试中 , 都 离不开相位噪声的测量 。 在实际工作中对衡量信 号发生器短期频率稳定度最直接 、最重要指标之一 的相位噪声 , 如何利用已有的测试设备 , 如何选用 正确的测量方法对其进行准确 、有效同时又简便地
测量是值得深入探讨的课题 。
1 相位噪声和抖动
衡量振荡信号噪声性能的参数有相位噪声和 抖动 。 其中相位噪声是在频率域来衡量振荡信号 的频谱纯度 , 抖动是在时间域来衡量振荡信号过零 点的时间不确定性 。在原理上 , 二者是等效的 。实
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ELEC TRO N IC TES T
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Desi gn & Research
(1)
但这个值还不是相位噪声的实际值 , 还需要加
以修正 。 因 为频 谱 仪的 分 辨 率带 宽 通 常大 于 1
H z , 导致测得的 PSSB (f m)大于实际的值 , 这里引入
分辨率带宽标准化修正因子 。
Bc
=10lo g
BRBW B 1 Hz
(2)
式中 :为频谱仪的分辨率带宽 , 为 1Hz 带宽 。 其次
v1(t)=V2 co s{ω(t -τ)+Δωmωcos[ ωm(t -τ)] } (5)
式中 :τ为延迟时间 , 另一路经移相器则为
v2 (t)=V2 cos[ ωt +Δωmωco s(ωmt )+ 12]
(6)
两路经双平衡混频器混频 , 及低通滤波器滤除
和频项 , 得差频项
v4 (t)=V82 cos{ω(t -τ)+Δωmωco s[ ωm(t -τ)] -
ωt -Δωmωcos(ωmt )-
12 }=V82 cos{-ωτ-
12
+2
Δω ωm
si n[ ωm(t -τ2 )] sin(ωm τ2 )}
(7)
可以调整延迟线 、移相器使得
ωτ+ 12 =(2k +1)π2
(8)
其中 k =0 , 1 , 2 , 3 , 4 , …则当 Δωω<0 .2rad
Δv4(t)=
1 2
V1 V2 co s{90°+[
Δ
1 (t)-Δ
2(t)] }=
1 2
V1
V2
sin[
Δ
1
(t)-Δ
2
(t)]
当[ Δ 1(t)-Δ 2 (t)] max
1rad 时
(20)
Δv4
(t )≈
1 2
V1V2
[
Δ 1 (t )- Δ 2
(t )]
=
K [ Δ 1 (t)-Δ 2 (t)]
际上噪声的影响包含幅度和相位上的干扰 , 但稳定 工作的振荡源都存在一个幅度稳定机制 , 噪声影响 就主要体现在对相位的扰动上 。
对于测量也可以从时域和频域角度考虑 。 在 时域测量方法中有直接计数法 、差拍计数法等 ;在 频域测量方法中有直接频谱仪法 、单源鉴相法 、相 位检波法 、自相关法等 。 本文就分析频域测量的几 种方法 。
这种方法是将被测源分成两路 , 分别与两个相 同等级的参考源进行相位检波(即相位检波器法),
如图 4 所示 。 由于被测源是分成两路的 , 其相位噪 声完全相关 , 而两个参 考源的相 位噪声是 不相关 的 , 通过求相关运算来消除 , 因此最终剩下的只有 被测源的固有噪声 。这样使得灵敏度不再局限于 内部参考源的固有相位噪声 。 而另一个方式 , 交叉 相关的 P L L 模式则是 :由独立的检相系统产生的 噪声是不相关的 ;由参考源和被测源及功分器隔离 度的影响造成的噪声是相关的 , 同样不相关的噪声 可通过求相关运算得以消除 。
T heo ry and t echno logy of phase noise measuring i n spect rum anay lzer
W ang Y uto ng , Lin W ei , Huang Shizhen
(F ujian key L abo rato ry of M icr oelect ronics & Integ rated Circuits , F uzhou U niver sity , Fuzhou 350002 , China)
这里假设被测源为
v1(t)=V1 cos[ ω1 t + (t)]
(1 5)
参考源的输出为
v2(t)=V2 cos[ ω2 t + 2 (t)]
(1 6)
二者经过混频器后 , 输出为 :
v3(t)=V1 V2 co s[ ω1 t + 1(t)] cos[ ω2 t + 2(t)] =
V1V2
1 2
图 4 自相关法
以第一种方式为例 , 两路相位检波输 出为 S1
{cos[
ω1 t
+
1 (t)+ω2 t
+
2 (t)]
+co s[
ω1 t
+
1 (t)-ω2 t - 2(t)] }
(1 7)
经低通滤波器滤除和频成分 , 剩下差频成分
v4(t )=
1 2
V 1 V2 co s {(ω1
-ω2 )t
+[
1 (t)-
2 (t)] }
(1 8)
将参考源调到与被测源二者频率相等时 , 输出
为
v4
(t )=
1 2
V1 V2 co s [
1 (t )- 2 (t )] =
1 2
V1 V2 cos{(10
-
20 )+[
Δ
1 (t)-Δ
2 (t)] }
(1 9)
此时输出 为一 个大 小由 两 信号 初始 相 位差
(10 - 20 )决定的直流成分 , 和相位起伏[ Δ 1 (t)Δ 2(t)] 造成的噪声成分二者共同决定 。 当两信号 被调到相位差 90°为时 , 直流成分为零 , 只剩下在零 值上下起伏不定的噪声电压成分
(21)
式中 :K 为相检增益 。 当参考源的相位噪声远低
于被测源的相位噪声时(相差 10 dB 以上时), Δ 2
(t)的影响可以忽略 , 认为 :
Δv4 (t)≈K Δ 1 (t)
(22)
此时就可以如单源鉴相法所述的方法将相位
噪声检测出来 。若参考源本身噪声影响较大 , 为了 准确测量则需要引入校正 , 减去参考源本身的影响
设计与研发
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{F[ ΔV 4] }2 ≈K 2{F[ Δ ] }2
(1 2)
相位噪声功率谱密度与相位起伏的关系为 :
S
(f m)=Δ
2 r
ms(f
m
)
B
(1 3)
式中 :B 为带宽 , 取为 1 H z 。 而对于相位噪声与相
位噪声功率谱密度的关系有 :
L(f
m
)=
1 2
S
(f m)
由Δωω=Δ 关系可知
ΔV4 =K Δ
(11)
式中 :K 为相检增益 。 这就把被测信号的相位随
机起伏 Δ 变成相应的电压起伏 ΔV , 经低噪声放大
器放大后可由低频频谱仪测量出来 , 频谱仪是频域
测量仪器 , 且通常测功率 , 而非电压 , 即 :
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而在被测源的频率较高时 , 合适的低噪声参考
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