静电除尘用高压高频大功率变压器的设计Design of High Voltage, High Frequency and High Power Transformer for Electrostatic Precipitators浙江大学刘军，石健将，何湘宁Email：liujun.zju@，jianjiang@摘要：介绍了静电除尘用高压高频大功率变压器在LCC电路中工作时的设计。

变压器的寄生参数—漏感和绕组电容被用作谐振元件使用，并与一个外加的串联谐振电容组成LCC谐振环。

控制上采用断续电流模式，实现了功率器件的零电流开通和零电流零电压关断。

仿真证明在几乎相同的输出电压下，较小的变压器绕组电容具有较小的谐振电流峰值，因此在采用了分段结构的变压器设计以减小变压器绕组电容。

寄生参数的理论计算和实际测量值间的误差小于15%，因此可以用于谐振元件的优化设计来满足电路的需求。

设计了具有60kV和60kW的高频变压器和相应的LCC谐振变换器，给出了实验结果。

Abstract-The design of a high voltage, high frequency and high power transformer is introduced considering its operation in the LCC resonant converter. The leakage inductance and winding capacitance of the transformer are used as the resonant elements. An additional series resonant capacitor is added to form the LCC topology. The discontinuous current mode (DCM) is adopted to achieve the ZCS turn-on and ZVZCS turn-off of the power switches. Smaller value of the winding capacitance is preferred because it has the effect of decreasing the peak value of the resonant current at almost the same output voltage. The theoretic calculation of the winding capacitance and leakage inductance of the transformer is given. The error between the theoretical calculation and practical measurement is within 15%. So optimization design of the parasitic resonant elements can be achieved to meet requirement of the circuit. A prototype of LCC resonant converter with 60kW and 60kV output is built based on the designed transformer. Experiment results are given.关键词：变压器，高压，高频，大功率，LCC，谐振，软开关，绕组电容，漏感Keywords：transformer, high voltage, high frequency, high power, LCC, resonant，soft switching, winding capacitance, leakage inductance1.引言高压高频大功率变压器广泛应用于环境保护之中，例如静电除尘用于大气的保护、污水处理实现水质的净化、等离子体处理织物用以减小染料的使用等等[1,2]。

在这些应用中，高压高频大功率变压器是电源系统的关键部分，除了担负着升压、传递能量和安全隔离的重要作用之外，还直接影响到电路的运行。

因此，高压高频大功率变压器的设计显得尤为重要。

但高压高频大功率变压器的设计不同于传统工频大功率变压器，也不同于高压高频小功率变压器，更不同于电力电子开关电源中常规的低压高频变压器。

高频、高压和大功率交织在一起，使得高压高频大功率变压器设计时必须特别考虑高压、高频和大功率工况下变压器内部的电场、磁场和热场[3]。

因此，高压高频大功率变压器的设计涉及到电力电子学、物理学、材料学等交叉学科的研究。

本文主要针对静电除尘用高压高频大功率变压器决定LCC谐振变换器工作特性的关键参数进行分析、研究和设计。

2.工作电路高压变压器应用于高频场合时，寄生参数不容忽视。

因为一方面当变压器高压侧绕组电容值折算到低压侧时需要乘以匝比的平方，由于匝比较大，因此得到的原边等效绕组电容较大；另一方面，为了保证高压变压器高低压绕组间的绝缘强度，两者间距离较大，电磁耦合与低压变压器情况下相比较差，导致漏感较大[4]。

变压器的寄生参数对电路的工作具有较大的影响，引起输入电流的振荡、畸变，改变电路的特性，严重时电路将不能正常工作。

因此，必须采用合适的拓扑和控制方式来避免变压器寄生参数带来的负面作用[5]。

具有容性输出滤波的LCC谐振变换器已经被证明在高压输出的应用场合是一个比较好的选择[6]。

它能够省去高压侧的滤波电感并利用变压器的寄生参数作为谐振参数。

而且静电除尘器可以等效成电阻电容的并联电路，具有天然的容性输出滤波特性。

图1给出了考虑变压器寄生参数时的具有容性输出滤波的LCC谐振变换器的拓扑。

漏感L r和绕组电容C p分别作为电路的谐振电感和并联谐振电容。

本文将设计一个具有60kV/60 kW输出能力的高压高频大功率变压器，用以驱动静电除尘器。

图1 考虑变压器寄生参数时的LCC谐振变换器由于变换器工作在高压高频大功率的条件下，静电除尘器又属于强非线性时变性负载，因此系统的可靠性尤为重要。

本文采用了一种简单的控制方法—断续谐振电流模式（DCM）[7]。

图2给出了DCM下电路典型的工作波形图。

可以看到控制信号的产生非常简单，而且实现了功率器件的零电流开通，零电流零电压关断，减小了开关损耗，降低EMI 噪声，增强了电路的可靠性。

图2 DCM控制方式下电路的典型工作波形3.变压器设计A.工作频率f s的选择高频工作能够减小变压器的体积和重量，但受高压下绝缘距离的限制，更高的工作频率也不能够进一步减小变压器的体积[4]。

而且由于高压高频大功率变压器寄生参数的值较大，其固有谐振频率较低，对工作频率也存在限制。

另外大功率条件下所选用的大功率IGBT模块结电容较大，高频工作室需要较大的驱动功率。

以CM600DU-24NF为例，40 kHz 的工作频率需要 6W的驱动功率，这将给驱动器的选择带来困难。

综合以上因素考虑，最终选择了f s=20 kHz作为工作频率。

B.变压器匝比n的选择直流母线电压由市电三相整流得到，大功率工作时约可达到500V dc左右。

由于输出电压规格为60kVdc,所以变换器总的输出-输入比应为120，其中包含了变压器变比升压和LCC谐振升压两者的综合作用。

通过仿真发现额定负载处LCC谐振升压系数约为1.2左右，实际中把其作为了设计裕量，最终把变压器的匝比选为n=120.C.磁芯选择设计中选用了高电阻率的铁氧体磁芯材料以减小高频下的涡流损耗。

为了满足绝缘距离和绕组体积的要求，选用了大尺寸磁芯EE320，其规格如图3。

实际中选用了两副EE320磁芯并联使用来获得较大的中心柱面积A e ,来减小绕组匝数。

为了减小高频下的磁芯损耗以及防止磁芯在电路启动时进入饱和，铁氧体磁芯的最大磁通密度B max 被限制在0.2 T 。

因此，变压器原边匝数n 1、副边匝数n 2可通过式（1）和（2）计算得到[8]。

41max 104in e sV n B A f ⋅=(1)21120n n =(2)EE320A B C D E F 3202408040125165mm图3 铁氧体磁芯EE320规格采用变压器的漏感作为谐振电感会在磁芯上会引入额外的磁通量增加，从而有可能引起磁芯的饱和，而且漏感值越大，这种可能性越大。

因此，一方面需要采取办法减小漏感，另一方面需要进行核算来确保磁芯不会饱和。

设计中采用了原、副边同心绕制的结构以减小漏感值，经测量实际变压器折算到原边的漏感值为L r =3.5μH 。

图4给出了60kV/60 kW 输出下原边谐振电流仿真波形，其中谐振电流峰值i peak =300 A 。

由漏感引起的磁芯磁通量增加的最大值可由式（3）计算得到△B=0.03T [8]。

与B max 相比很小。

另外上述分析并未考虑到激磁电感和漏感两者引起磁通量增加的相位关系，而仅仅以最坏的情况—最大值叠加来进行了简单的计算，因此可忽略漏感对磁芯饱和的影响。

1r peakeL i B n A Δ=(3)图4 原边谐振电流的仿真波形D. 绕组和导线设计副边绕组电容在电路运行中起着重要的作用。

图5给出了不同绕组电容C p .值、相同的其它条件下电路输出电压和变压器原边谐振电流的对比仿真波形。

尽管在相同的负载条件下输出电压几乎相同，但原边谐振电流峰值相差较大。

绕组电容小的电路，原边谐振电流峰值较小。

因此，变压器设计中需要采取特殊的绕组结构来减小副边绕组电容，但同时仍需满足绝缘要求。

实际中，变压器绕组采用分槽结构，高压绕组分别缠绕在n slot 个槽内，每个槽内分n layer 层。

一方面槽与槽的电容是串联形式能够极大的减小总的体绕组电容；另一方面每个槽内电压仅为输出电压的1/n slot ,每层电压为输出电压的1/（n slot ·n layer ），极大的简化了变压器的耐压设计。

图6给出了变压器的绕组结构。

(a) 输出电压(b) 变压器原边谐振电流图5不同绕组电容C p时的电路仿真波形变压器原边采用0.2mm的铜箔，占窗率好，漏感小。

因为变压器设计中不存在气隙，因此由边缘磁通引起的涡流损耗很小。

图6 变压器绕组结构E.绝缘材料选择由于变压器油具有较高的绝缘强度和热传导系数，因此实验中作为变压器的封装介质。

变压器油不仅作为原副边间的绝缘介质，而且在其间流动，非常有利于原边绕组的散热。

层间绝缘材料的选择无论对绝缘还是绕组电容值的大小和稳定性都非常重要，主要需满足以下几个要求：a)足够高的绝缘强度；b)较低的介质损耗系数来减小高频下的介质损耗；c)良好的导热性能以平衡绕组内外层的温度；d)较低的介电常数以减小绕组电容；e)对热不敏感，保持寄生参数的稳定性。