第八章模拟集成电路基本单元8.1 电流源电路8.2 基准电压源8.3单端反相放大器8.4差分放大器8.5运算放大器8.6振荡器18.1电流源电路基本偏置：电流偏置：提供电路中相关支路的静态工作电流。

电压偏置：提供相关节点与地之间的静态工作电压。

电流源电路：做各种放大器的恒流偏置，且可用它取代电阻作为放大器的负载。

对电流源的基本要求：有足够大的动态内阻、对温度的敏感度极低、能抵抗电源电压或其他外因的变化。

电流偏置电路的基本形式是电流镜。

由两个或多个并联的相关电流支路组成，各支路的电流依据一定的比例关系而成比例。

28.1.1 双极型镜像电流源2电流源电流I 0与另一支路(参考支路)的电流I R (参考电流)近似相等I 0与对温度敏感的晶体管参数几乎无关，电路具有较好的温度特性。

缺点：动态内阻(~r ce )不够大，镜像精度不够高，抗电源电压变化能力较差。

基本镜像电流源（电流镜）0CC BE R V U I I R -≈=0C C R V I I R ≈≈若V CC >>U BE 3基本镜像电流源的镜像误差在此支路中插入一射极跟随器T 3，利用T 3的电流放大作用，进一步减小T 1、T 2基极电流对I R 的分流作用，提高镜像精度。

030321B R B I I I I I b =+=++3带缓冲级的镜像电流源I o 与I R 的差值由2I B 减小到2I B ／(1+β3)4330(1)(1)()E B R I I I I b b =+=+-0322E B I I I b ==02112211(1)R RI I I b b b =≈+++1b >>如果T 3的工作电流(约为2 I B )很小，其β值也就较小，则T 3的缓冲作用就不够好，镜像精度就不够高。

为了适当提高T 3的工作电流，在T 1、T 2的基、射极间并联了一只电阻。

030321B R B I I I I I b =+=++R B 若R B 选得过小，T 3电流过大，则又加大了I o 与I R 的差值。

综合考虑选择合适的R B ，使缓冲作用达到最佳。

优缺点：提高了镜像精度，但动态内阻仍不够大(~r ce )带缓冲级的镜像电流源5设T 1、T 2、T 3的参数均相同232222C E C B C I I I I I b =+=+0233(1)(1)222C E B I I I I bbb b b b b b b==+=++++013012R C B I I I I I b b b+=+=++威尔逊电流源6可自动的稳定电流源电流I 0。

设由于温度或负载等因素变化使得I 0↑ ，则I E3及其镜像I C1 ↑，促使V C1(V B3) ↓，I B3↓，驱使I 0回落。

当b =10时，I 0=0.984I R ，可见即使在b 很小时，I 0≈ I R ，I 0受基极电流影响很小。

镜像精度高求动态内阻R0的等效电路<<R及β>>l设三管参数相同，且r be<<r ce，R<<r ce，r be7I r I o 8.1.2 MOS 电流镜忽略沟道长度调制效应，可以写出：21()()(1)2n ox GS TH DS W I C V V V Lμl =-+M1 M2:饱和区恒流源M1M2NMOS 基本电流镜8只需选择好两管的栅极宽长比，即可实现按比例输出。

多支路比例电流镜如果有多个输出支路，则：在一个模拟集成电路中由一个参考电流以及各成比例的NMOS 晶体管就可以获得多个支路的电流偏置。

6关键特性：可以精确的复制电流而不受工艺和温度的影响。

I 0、I r 比值由器件尺寸的比率决定，该值可以控制在合理地精度范围内。

电流源：输出电流稳定，输出阻抗高，是恒流源。

沟道效应：沟道长度较大，影响较小----长沟道器件作为输出支路器件。

Ps:沟道长度变大，占用面积增加，输出节点电容增加，影响电路动态性能，因此沟道长度选择要适当。

沟道长度调制效应的作用，使得交流输出电阻变小。

9NMOS 威尔逊电流镜电路采用了串联电流负反馈结构提高电路的交流输出电阻。

提高输出电阻的基本原理是：在M1的源极接有M2而形成的串联电流负反馈。

M2在电路中相当于一个串联电阻（有源电阻）。

与基本电流镜相比，输出电阻较大，其恒流NMOS威尔逊电流镜特性优于基本电流镜。

M3的漏节点提供了M1的偏置电压10I0↑ V GS2 ↑ V GS1 ↓ I0↓I0趋于恒流如果M1和M2的宽长比相同，其它的器件参数也相同，因为在其中流过的电流相同，则它们的V GS 必然相同，使M3的V DS3=2V GS2, 而M2的V DS2=V GS2。

M2、M3这种V DS 上的差异也将导致输出电流与参考电流的21()()(1)2n ox GS TH DS W I C V V V Lμl =-+误差。

由M4晶体管构成的有源电阻消耗了一个V GS，使M2、M3的漏源电压相等。

如果M1和M2的宽长比相同，从M1、M4的栅极到M2、M3的源极的压差为2V GS2，如果M4、M3相同，则M4的栅源电压就为VGS2，使M3管的漏源电压和M2的漏源电压相同，都为VGS2。

威尔逊电流镜的改进结构使参考支路和输出支路的电流以一个几乎不变的比例存在。

威尔逊电流镜的改进结构128.2 基准电压源8.2.1双极型三管能隙基准源11三管能隙基准源此电路的输出基准电压V REF 为：其中：13式中I E1、I E2、A E1、A E2、J 1、J 2分别为Q 1和Q 2管的发射极电流、有效发射结面积和发射极电流密度。

利用等效热电压V T的正温度系数和V BE的负温度系数相互补偿，可使输出基准电压的温度系数接近为零。

由文献知：式中V g0＝1.205V，是温度为0K时的硅外推能隙电压；n 为常数，其值与晶体管的制作工艺有关，对于集成电路中的双扩散晶体管，n＝1.5～2.2；T为参考温度。

假设R2/R3、J1/J2与温度无关，则可以令在T=T0时的基准电压的温度系数为0，即∂VREF /∂T =0，求得在参考温度T附近时，基准电压和温度的关系。

14ln J 1J 2R 2kT 0R 3q V REF =V BE0+T =T 0kT 0q =V g 0+n 实际上nkT 0/q <<V g0，于是：g0∂V REF /∂T =0 ，可得：V REF ≈V T =T 0这说明在选定参考温度T 0后，只要适当设计R 2/ R 3和J 1/ J 2，即可使在该温度下基准电压的温度系数接近零。

由于这种温度系数为零的基准电压，其值接近于材料的能隙电压V g0，所以称为能隙基准源。

15假设Q 1，Q 2的几何尺寸相同，晶体管的βF 较大，则：J 1/J 2=I E1/I E2 =I 1/I 2由电路图可见：I 1R 1＋V BE1＝V REF ≈I 2R 2+ V BE3所以：I 1R 1≈I 2R 214可得：R 2R 1R 2kT 0R 3qV REF ln =V BE0+T =T 0由于在工艺上V BE 值和电阻的比值都较易控制，所以这类电源的输出基准电压可调得较准。

16可以利用工作在亚阈值区的CMOS 构成基准电压源。

当MOS 器件在极小电流下工作时，栅极下方呈现的沟道相当薄，包含的自由载流子非常少。

器件的这一工作区域被称为弱反型或亚阈值区。

8.2.2MOS 基准电压源工作在亚阈值区的NMOS 晶体管，当漏源电压大于几个热电势17（V T ＝kT/q ）时，其电流可以表示为：其中，B 为常数，n 为工艺所决定的参数，具有正温度系数，约为＋0.0015/℃。

利用MOS 器件在正阈值区的电流、电压的指数关系，可以得到正温度系数的ΔV电压差与温度成正比的结构负温漂源是V BE ，V BE 的温度系数为-2mV/℃。

连接成二极管结构的NPN 晶体管是由CMOS 结构中的n+温度补偿CMOS 基准电压电路1618掺杂区（NMOS 的源漏掺杂）做发射区，P 阱为基区，N 型衬底为集电区的寄生双极晶体管。

若M1、M2的尺寸相同，则为获得ΔV 必须使它们电流不同。

依据具体工艺得到的n 和温度系数，设计I DS1/I DS2的比值，可得到低温度系数的基准电压，甚至零温度系数的基准电压。

8.3 单端反相放大器8.3.1基本放大电路漏输出的MOS 工作管和负载的串联结构负载不同，输出特性也不同6种常用的MOS 反相放大器电路结构19输入信号V IN 中包含了直流偏置和交流小信号。

1.纯电阻负载NMOS 放大器电路的电压增益A V 为：式中，g m1是NMOS 管VT 1在饱和区的跨导r o1是VT 1的交流输出电阻20放大器的输出电阻由VT 1的交流输出电阻r o1和R L 的并联构成。

r o1是饱和区的输出电阻，不考虑沟道调制效应时，应为无穷大。

其实际值为∣V A1∣/I DS ，其中V A1是VT 1的厄尔利电压。

r o1通常远大于R L ，放大器的输出电阻主要由R L 决定。

加大R L 将使输出点的直流电压下行，影响放大器的输出动态范围。

利用电阻负载的放大器的增益提高较为困难。

20饱和区2. E/E NMOS 放大器E/E NMOS放大器的电压增益A VE为：A VE=-g ml(r o1// r o2) r o1是VT1的交流输出电阻，r o2是VT2的源端交流输出电阻，是从VT2源极看进去的等效电阻，其阻值远比ro1小，因此，r o1// r o2≈r o2VT2的栅漏都是固定电位，其源极电位对应放大器的输出端V OUT。

当交流输入信号使放大器的输出VOUT上下摆动时，使VT2的VGD、VDS同幅度地变化，△VGD=△V DS，工作曲线遵循平方律的转移曲线。

21增加工作管和负载管的尺寸的比值r o2=1/ g m2VT1、VT2有相同的工艺参数和工作电流，跨导比就等于器件的宽长比之比A VE对于负载管VT 2，其源极没有和衬底相连，存在衬底偏置电压。

当它的源极电位随信号变化而变化时，VT 2的V BS 也跟着变化。

即VT 2存在衬偏效应，且衬偏电压值是变化的。

22在直流状态下，衬偏效应使得VT 2的实际阈值电压提高，导致它的工作点发生偏离。

设计中应对这种偏离进行修正。

衬偏效应也会导致VT 2的交流等效电阻发生变化，从而使电压增益发生变化。

VV对于VT因此，可以看做一个“背栅”、一个“正面栅”的共同作用，相当于他们所对应的交流电阻3.E/D NMOS放大器 电压增益为：耗尽型NMOS 作负载交流电阻由衬偏效应决定栅源短接Vgs=0 恒流源r o2无穷大衬底偏置效应----沟道电阻以耗尽型NMOS 晶体管作为负载的NMOS 放大器的电压增益大于以增强型NMOS 晶体管做负载的放大器。