IL t DON + I L R11 C10
2. 当t=tDON时反并二极管D3 导通，这时开关管Q1 上的电压由Ls和、R11、C16谐振电 路决定。开关管上的电压由下式决定:
VQ1 VIN
= −1 −
e −αt
η COSΦ
sin (ω a t − Φ + ζ )
式中： R11 ≤ 2 R’LD ωa = ωo
交流峰值电压的 10％，按照下面步骤计算电容的容量： z z z z z z 输入电压的有效值 380V ± 10% 即 342V～418V; 输入交流电压峰值：482V～591V； 整流滤波后直流电压的最大脉动值： 482V × 10％＝48.2V ; 整流后直流电压的范围：433.8V～542.8V； 433.8 2 电源总功率按 50KW 计算则等效电阻为 R L = = 3.76Ω ; 50000 一般取放电时间常数τ=RLC=(3∼5)T/6 故最小电容 C =
Lσ
LS 1
C16 Q1 iQ1 Vin Q3 D3 iD3 D1 Cp1 Cp2
LS 2
图4
R11 C17 R12
Lf’
R ' LD
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱIO
4. 驱动电路分析 4.1 M57959L 概述 M57959L 混合集成电路由三菱公司生产，其最高工作频率为 40kHz，采用双 电源供电（+15V 和-10V） ，输出电流峰值为 ± 2 A ，输入信号电流为 16mA，短路 保护状态维持时间 2mS,M57959L 的电路方框图如图 5 所示。
稳定反压的两倍以上，而使二极管损坏。 （3）开关模态 3 在t3时刻，对应于图 3（d） 。Q2、Q3关断。同开关模态 1。 （4）开关模态 4 在t4时刻，对应于图 3（a） 。Q1、Q4 导通。同开关模态 2 3.2 缓冲电路设计 3.2.1 缓冲电路分析 上面分析时，其实是假设开关管开通、关断都是瞬间完成的，但实际情况开 关管关断时刻下降的电流和上升的电压有重叠时间，所以会有较大的关断损耗。 在使用变压器与开关管串联的拓扑中(buck 变换器除外)，由于变压器漏感的影 响，在导通瞬间，变压器漏感很大的瞬间阻抗使开关管两端电压迅速下降到零， 并减缓了电流的上升率。 因此开关管导通时在电流上升的大部分时间里开关管两 端的电压基本为零。由电流、电压重叠引起的导通损耗可以忽略。开关管关断时 电压和电流的重叠引起的损耗是开关电源损耗的主要部分， 即开关管关断时间内 的 ∫ I (t ) V (t )dt 。缓冲电路主要有以下作用： 1. 减小电压和电流过冲； 2. 限制 dv/dt 和 di/dt； 3. 改善开关管工作轨迹； 4. 减少开关损耗； 5. 减少 EMI。 图 3 为本电源单个桥臂的换流过程等效电路图，其中 Ls 为直流母线布线电 感，其值可以按下式进行计算：
im =
（2）开关模态 1
Vin N ' t = i1 − i2 = i1 − 2 i2 N1 Lm
在t1时刻，对应于图 3（b） 。Q1、Q4关断。此时原边电流为最大值，由于变压 器漏感Llk和次级电感的作用，原、副边电流方向不变，从而使D3、D2 续流，变 压器原边绕组反激，从而使副边绕组感应电势极性反向，DR2 导通，流过DR1 的 电流减小。当DR1 和DR2 电流相等时，变压器副边合成磁势为零，于是变压器原 边绕组中电流也降为零，此过程结束。 （3）开关模态 2 在t2时刻，对应于图 3（c） 。Q2、Q3导通。Tr初级的异名端电压为高电平，Tr次 级的异名端也力图为高电平。但由于二极管DR2 阴极与正流过一半输出电感电流 的二极管DR1 的阴极相连，在二极管DR2 电流增加到能抵消二极管DR1 正向电流 之前，二极管DR1 仍呈低阻导通状态。 次级的低阻抗使变压器的初级也呈低阻抗。但由于变压器漏感与初级串联， 它阻止初级电流增加，这一过程一直持续到二极管DR1 的电流下降到零，在这一 过程中Q2、Q3维持饱和导通。 二极管DR1 在电流降为零后的反向恢复时间内仍呈低阻抗状态。若反向恢复 时间为tr，则初级电流会产生过冲( Vin t r / Llk )这种过冲电流会使开关管脱饱和， 造成降级甚至损坏。 另外，输出二极管快恢复时其寄生电容和输出电感谐振，这会引起输出二极 管阴极的正弦衰减振荡，即振铃现象，其首半个周期产生的振幅可能超过二极管
全桥 变 换 器主电 路分析
王振存 2006.04
1. 电源概述
本电源，额定电流 1000A。 主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方 式。主电路原理框图如图 1 所示。
2. 输入整流滤波电路的设计
电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经 直流母线滤波供给后级功率变换电路。输入整流电路如图 2 所示。
图7
2 漏感 Ls的能量 LS × I O 转移到缓冲容的能量 ⇒ ⇒ CS ≥ 2 1 / 2C S × VCSP VCSP 1 / 2 × LS × I O
式中VSCP为电容充电峰值电压 b 电阻的选取：
PRS ≥
2 LS × I O ×f 2
3.2.3 进一步分析与建议 由于焊机电源功率较大，采用 RC 缓冲电路有以下两个问题： 1. 在开关管关断时不如 RCD 缓冲网络效果好： 2.在开关管开通和关断时均存在电容冲放电，造成缓冲阻功耗大； 图 4 为缓冲电路的实际电路，图中LS1、LS2为缓冲电阻和电容的体电感和缓冲 线路杂散电感, LS1、LS2将影响缓冲电路的换流过程，而缓冲电阻通常需要接在散 热器上，这势必增加杂散电感，改用RCD缓冲形式将比这好些。
图6
4.3 抗干扰电容 C 的选择 若 2 脚悬空，短路保护检测时间常为 2.6 μS ，保护动作非常迅速，但反应态 灵敏常常引起误动作。 为此 M57959L 可以通过调节 2-4 脚间的电容 C 来调节保护 时间。图 7 为室温下，短路检测反应时间与抗干扰电容 C 之间的关系，对此保护 动作时间小于 10 μS ，考虑从采样短路信号到实施动作延时，一般选用 3300pF
器原边。如不考虑 Q1、Q4 导通压降，同时认为 C3 短路，有
Vin = N 1 A dB dt
能量通过变压器传输到负载。DR1 导通，次级电流对磁芯起去磁作用，初级 电流仅有很小部分用来磁化磁芯。根据变压器原理，次级在初级的反射电流为
i2 =
'
N2 i2 N1
如果激磁电感Lm为常数，激磁电流线性增长，并等于初级电流与次级电流之 差：
0.01 = 2650 μF ； 3.76
3. 全桥逆变电路工作状况分析
3.1 工作模态分析 电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。全桥逆变器的主电路如图 2 所示，由四功率管Q1∼Q4 及其反并二级管D1∼D4,和输出变压器（LLK为主变压器漏 感） ，吸收电路，隔直电容等组成。
Q1 Vin
D1 C16 R11
⎡
1- (α/ ωo)2
⎤
; α=
R11 2 LS
; ω0 =
1 LS C16
;
(2-x) η ⎥ φ = tan-1 ⎢ ⎢ 2⎥ ⎣ 4 - ηx ⎦ Cs 2 LS I L R11 ; X = ' ; Cb = 2 ; η= C R LD Vin b ζ = tan-1(α/ωa)
当 t = tm 时开关管电压达到最大值：
图5
M57959L 为防止短路，特设有检测与保护电路。其工作原理是 IGBT 应工作 在开关状态， 导通时其通态饱和压降较低； 在短路故障时， 集电极电流迅速上升， 使其退饱和，集电极电压随之迅速上升。 、利用这一特点，通过检测通态压降来
判断是否发生短路。 、当集－发电压过高，超过设定值时，短路检测电路动作， 启动短路保护动作电路，降低门极驱动信号电压。产生故障信号、驱动外光偶， 输出故障信号。为了使 IGBT 可靠关断，抑制管子集电极与发射集之间的关断尖 峰电压，以及减弱通过反转电容的 dv/dt 的影响，避免管子过压击穿及误导通。 这种驱动器设计时采用了“软关断”技术，检测到短路信号后立即降低栅极输入 电压，并关断时给予负向偏压。保护电路中设有一定时器，若发生短路保护后 1-2mS，输入电平为低电平，保护短路打开控制阀，恢复正常工作。 4.2 外围电路的典型配置 M57959L需要正负电源工作，应用时外围电路的典型配置如图 6 所示。图 6 中为单电源供电时外围电路的配置，VCC为 25V，负向偏压可用一只稳压管VS与 串联的限流电阻RS产生，VS常选用一只 10V稳压管，RS常选用 2.7kΩ 。M57959L的 1 脚和 6 脚间常接一只 30V的稳压管（VS1） ，其 1 脚为IGBT集电极之间接一快恢 复二极管VD1。其方向恢复时间要求 t rr ≤ 0.2μS
Q2
D2 C18 R13
Q3
D3 C17 R12 C3
Q4 Llk Tr N21 N1 N22
D4 C19 R14 Lf DR1
RLD
DR2
图2 在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有 4 种开关模态。
在 t0 时刻，对应于图 3（a） 。Q1、Q4 导通。电压经 Q1、Q4、C3、加到变压
⎛ 2l 3 ⎞ L = 2l ⎜ ln − ⎟ • 10 −7 ⎝ d 4⎠
式中，l 为导线长度(m)，d 为导线直径（m） 。 L‘f 、 R’LD分别为变压器副边折算到原边等效电感和电阻。 假定续流二极管D1、 D3 的开通延时为tDON,开关管Q1 向二极管D3 换流为例，来分析。
u L , iβ
u L , iβ
Ls
Q1 iQ1
D1 C16 R11 D3 C17 R12 iD3 iRS Lf’ IL Vin
R ' LD
Ls
Q1 iQ1 Q3
D1 C16 R11 D3 C17 R12 iD3
iRS IL
Vin