– 允许电感电压达到更大的幅度，而不超过漏极最大 允许的电压
有利于获得更低的相噪声
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Clapp振荡器的简化模型
与科尔皮兹振荡器看起来很相似
– 要当心寄生谐振
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哈特莱（Hartley）振荡器
闭环极点终止在左半S-平面 – 产生欠阻尼响应 振荡逐渐消失
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Gm值取的过大带来的影响
开环谐振 器的极点和 零点
S-平面
闭环阶跃响应
闭环极点 位置的根 轨迹
闭环极点终止在右半S-平面 – 产生不稳定响应 波形不断积累
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选择晶体管尺寸以获得足够大的gm1
– 通常选为1/Rp1的两倍，以保证起振
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计算振荡器的摆幅：最大的正弦振荡
如果我们假定幅度较大，在正弦的峰值和谷值处，Ibias 被完全切换到电路的一侧
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功耗守恒导致以上所示的变压器关系（参见第4讲）
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科尔皮兹振荡器的简化模型
引入谐振 腔损耗
电容变压器的目的
– 降低谐振腔的负载 – 降低源节点的摆幅（对于双极电路很重要）
设定变压器比例以获得最优的噪声性能
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用放大器的非线性实现幅度控制
输入幅度增加时 – 输入到输出信号基波之间的增益下降 – 产生幅值反馈（稳态时 GmRp=1）
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基于谐振器的振荡器的单端口表示
有源负 阻产生
器
有源负电阻
顶部偏置的NMOS和PMOS
偏置可选在顶部或底部 可用NMOS、PMOS或同时使用两者来实现跨导
– 在给定功耗情况下，同时使用NMOS和PMOS交叉耦合对可获 得更低的相噪声
参考文献Hajimiriet. al, “Design Issues in CMOS Differential LC
宽带高速数据链路中的VCO设计
来自 宽带发射机
PCB走线
封装 接口
输入
时钟数 据恢复
数据
数据
输入
鉴
相器
环路 滤波器
数据输出
Clk 输出
设计问题：
– 与无线相同，但是： – 噪声性能要求通常更低 – 调节范围通常更窄
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常见的VCO结构
VCO放大器
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科尔皮兹振荡器设计
设计高Q值的谐振腔 选择偏置电流(Ibias)以获得大的摆幅(避免Gm过度饱和) 选择变压器比例以获得最优的噪声性能
– 经验方法：根据Tom Lee教材，选择N=1/5
选择晶体管尺寸以获得足够大的gm1
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注意到我们得到一个跨导为负值的二极管连接的器件
– 用负电阻代替 注意：Gm是大信号跨导值
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负阻振荡器设计
设计高Q值的谐振电路
– 得到的Rp值尽可能大
选择偏置电流(Ibias)以获得大的摆幅(避免Gm过度饱和)
– 我们将紧接着估计摆幅与Ibias的函数关系
Oscillators”, JSSC, May 1999 and Feb, 2000 (pp 286-287)
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科尔皮兹振荡器
从分立设计中引入。分立设计中优先使用单端方法以 简化设计
– 仅用一个晶体管实现负阻 – 尽管也可以实现差动结构
LC振荡器
环形振荡器
LC振荡器：相噪声低，面积大 环形振荡器：易于集成，相噪声高
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产生振荡的巴克豪森准则
巴克豪森准则
闭环传输函数
如果满足以下条件，就 可在ωo频率处产生自我 维持的振荡
– 总共为两个条件
在频率ωo处，增益=1 在频率ωο处，相位=n360度(n=0, 1, 2, …) H.-S. Lee & M.H.Perrott
– 警告：在实际中，RLC网络可能产生二次（或者更 多）谐振频率，这将引起所不需的特性 手算分析时，等效并联网络掩盖了这个问题 通过仿真可揭示这个问题
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VCO示例：负阻振荡器
引入电感和 电容的损耗
这种振荡器结构在目前的CMOS实现中是非常流行的 – 优点： 结构简单 差动实现形式（有利于驱动差动电路） 可实现较好的相噪声性能
石英晶体振荡器 – Q值非常高，非常精确并且振荡频率稳定 限制在低频（<200MHz）
不能集成
ห้องสมุดไป่ตู้
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仔细观察基于谐振器的振荡器
并联谐振电路在谐振时有：
谐振处看起来像个电阻（即为纯实数）
– 相位条件满足 – 通过使GmRp=1，使幅度条件也满足 H.-S. Lee & M.H.Perrott
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不同Gm值的影响
开环谐振 器的极点和 零点
S-平面
增大GmRp
闭环极点 位置的根 轨迹
可获得优良的相噪声性能。但是在CMOS应用中，相 对于负阻振荡器，该优点并不明显
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科尔皮兹振荡器中的电容变压器分析
RL上的电压降被电容分压器降低
– 假定在谐振腔的谐振频率处电容的阻抗比RL小（简化分析） V1与Vout的比值由电容而不是RL确定
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关于环形振荡器的更多信息
由于环形振荡器的相噪声性能相对较差，所以很少用 于RF系统 – 它们经常用在高速数据链路中 – 本讲中，我们的重点是LC振荡器
关于CMOS环形振荡器的一些有用信息
– Maneatiset. al., “Precise Delay Generation Using Coupled Oscillators”, JSSC, Dec 1993 (延迟单元的介绍请查阅 127-128 页)
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例1：环形振荡器
反相器的饱和特性使增益被设为1 用奇数级以防止出现稳定的直流工作点 振荡频率处，相位等于360度（反相产
生180度，另外的180度由门延时产生） – 假定总共有N级，每一级相移为ΔΦ
– 或者，总共有Ν级，每一级延时为Δt
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封装
芯 片
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集成谐振器结构
集成变压器 – 利用自感和互感实现谐振以获得更高的Q值
– 参考文献：Straayer et. al., “A low-noise transformer-based 1.7 GHz CMOS VCO”, ISSCC 2002, pp 286-287
– -Todd Weigandt的博士论文 /~weigandt/
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例2：基于谐振器的振荡器
频率ωo处的巴克豪准则 假定Gm为纯实数，Z(jωo)也必须为纯实数
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麻省理工学院开放式课件
6.776
高速通信电路与系统
第14讲 压控振荡器（VCO）
麻省理工学院 2005年3月29日
版权所有：Copyright© 2005 M.H. Perrott 翻译：西安交通大学 微电子学系 张鸿
窄带无线系统中的VCO设计
来自天线和带 通滤波器
PCB走线
封装 接口
参考 频率
频率 综合器
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负阻振荡器分析（第1步）
谐振腔的窄 带并联RLC
模型
推导出包含谐振电感和电容损耗的并联RLC网络 – 通常，这些损耗中，电感的串联电阻占主导地位
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负阻振荡器分析（第2步）
将振荡器拆分为半边电路以简化分析 – 利用Vs可以近似为小信号地的事实（这种近似不精 确，但是与实际情况足够接近）
计算振荡摆幅与Ibias的函数关系
I1(t)包含脉冲，其形状和宽度是晶体管性能以及变压器 比的函数 – 近似认为是宽度为W的窄方波脉冲
均值
基波分量为：
得出的振荡幅度为：
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其中：
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Clapp振荡器
除了谐振腔的电感部分与器件漏极隔离外，其余与科 尔皮兹振荡器相同
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将Gm恰好设为正确值
S-平面
开环谐振 器的极点和 零点