RCC方式电源变压器设计计算方法 在RCC設計中,一般先設定工作頻率,如為50K,然後設定工作DUTY在90V入力,最大輸出時為0.5 假設設計一功率為12V/1A 1. 最大輸出電流為定格電流的1.2~1.4倍,取1.3倍. 2. 出力電力Pout = Vout × Iout = 12V×1.3A = 15.6W 3. 入力電力 Pin = Pout/∩=22.3W(RCC效率∩一般設在65%~75% , 取70%) 4. 入力平均電流Iin=Pin/Vdc(INmin)=22.3/85*1.2=0.22( Vin(DCmin) = Vac(Inmin)×1.2) 5. T=1/swF=1/50K=20uS Ton=Toff=10uS 6. Ipk=Iin入力平均電流*2/DUTY=0.22*2/0.5=0.88 7. 一次側電感量Lp=Vin(DCmin)*Ton/Ipk=102*10/0.88=1159uH取1160uH 8. 選擇磁芯,根据磁芯規格,選擇EI28. Ae=0.85CM^2 動作磁通=2000~2800取2000(當然,這是很保守的作法) 9. Np=Ipk*Lp*K/Ae*▲Bm=(0.88*1160*100)/(0.85*2000)=60Ts 10. Ns=(Vout+Vf)*Np/Vin(DCmin)=7.6 取8Ts 11. 輔助電壓取5V(電晶體) 如功率管使用MOSFET則應設為11V 12. Vin(DCmin)/Np=Vb/Nb----Nb=2.94 取3Ts 故變壓器的構造如下: Lp=1160uH Np=60Ts Ns=7Ts Nb=3Ts 以上 采用三明治繞法: 三明治繞法詳解: 所謂三明治就是夾層繞法,因結構如同三明治一樣,所以叫三明治繞法. 通常會有兩種繞法: 1. 一次側平均法,就是a.最底層繞上一半的圈數,b.然後再繞二次側,c.再繞一次側的另一半.d.再繞Vcc. 最常用的做法還會在二次側上下兩層各加一銅箔或繞線屏蔽.在小功率上會起到Y電容的效果,所以說在小功率上有些人說可以不用Y電容,其實在整體成本上沒有太大的差別. 2. 屏蔽繞法, 就是a.最底層繞上與二次相同的圈數,b.然後再繞二次側,c.再繞一次側的其它圈數.d.再繞Vcc. 這種方式很少加屏蔽. 當然還有很多種不同的配對方式.但基本原理是一樣的.
三明治的真正用意就是減小漏感,人為的在一次與二次之間加上一個寄生電容. 用三明治繞法不可以短路为什么？(短路指输出短路保护) 设计参数选取有问题。 1. 从理论上说，漏感大了，IP值也就大了，电流模式下的取样也就大了，短路自然好做，也没什么奇怪的。 2.三明治繞法可以减小漏感，但会增加层间电容，所以对EMI的传导反而不利，必须在原、副边跨接一个Y电容解决。因此，小功率场合一般不采用三明治繞法。 般RCC设计时都把重载低压定在50KHz. 反激式电源设计计算方法 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器 的变压器设计进行了总结。 1、 已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率η、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。 2、 计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： Vf=VMos-VinDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 Np/Ns=Vf/Vout 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： VinDCMin•DMax=Vf•(1-DMax) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2•(Ip1 Ip2)•DMax•VinDCMin=Pout/η 一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： Lp= DMax•VinDCMin/fs•ΔIp 对于连续模式，ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，ΔIp=Ip2 。 可由AwAe法求出所要铁芯： AwAe=(Lp•Ip22•104/Bw•K0•Kj)1.14 在上式中 Aw为磁芯窗口面积，单位为cm2 Ae为磁芯截面积，单位为cm2 Lp为原边电感量，单位为H Ip2为原边峰值电流，单位为A Bw为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。 有了磁芯就可以求出原边的匝数。根据下式： Np=Lp•Ip2•104/Bw•Ae 再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。 为了避免磁芯饱和，我们应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下： lg=0.4π•Np2•Ae•10-8/Lp 在上式中，lg为气隙长度，单位为cm Np为原边匝数， Ae为磁芯的截面积，单位为cm2 Lp为原边电感量，单位为H 至此，单端反激开关电源变压器的主要参数设计完成。我们应该在设计完成后核算窗口面积是否够大、变压器的损耗和温升是否可以接受。同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。
反激变压器设计(参数，步骤)，计算公式.
本文结合具体例子，在经典书籍基础上，提供了更简洁明了的反激变压器设计方法。并对较难理解部分做了详细解释。
一、设计初始条件： 输入电压范围： AC 85-265V 输出电压和电流见下表：（最大输出功率 50W ，最大输入功率不大于 75W ）项目特色：低成本、高交叉调整率。实现该特色关键在于反激变压器设计。在开关管开通时，原边电流不断上升，在 Ton 结束时至峰值 Ip ，这个 Ip 在开关断开的瞬间，会被传递到副边。最初传递到副边的电流在副边的分配原则是：大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路没有用做开关管 PWM 的反馈控制，它的峰值就会很高。调试中通过对该路增加副边小电感来控制开关关断期间副边调整率的变化率，从而实现了较高的交叉调整率。
变压器设计参数： 设计前先要确定参数：磁芯，预设频率，最大占空比，输入输出参数，预估效率（用于估算输入平均电流），设计中参数初选如下：
磁芯采用 NICERA FEER-28L( 详细选择步骤参见 , f ＝ 90kHz ， Dmax ＝ 0.45 ，最小输入电压 Vin ＝ 110V ，输出折合到 5V 电流 10A ，效率 η ＝ 75 ％。
计算变压器，一般选择最低的交流输入电压，最大的输出功率做为工作点，这个是最苛刻的一个点，原因见后面分析 A1 。 设计步骤：
1 ，根据法拉第定律，计算最低输入电压，最大负载条件的原边乍数： Np ＝ Vs*Ton/( △ Bac*Ae). △ Bac=kBs(k=0.6 ～ 0.8). 在此取 k ＝ 0.6 ， Vs ＝ 110V ， ton ＝ 5μS ， △ Bac ＝ 0.37mT ， Ae ＝ 87mm2 。 代入得到 Np ＝ 28.1 ，取 28 。
2, 根据输出输入电压计算副边乍数： Ns:Np ＝ Vo （ 1-D ） / 〔 Vp*D 〕。 在此， Np=28 ， Vo=6.3V ， D ＝ 0.45 ， Vp ＝ 110V ，代入得： Ns ＝ 1.96 。考虑实际线路中，＋ 12V 线圈接于 5V 整流管后，为方便调试，实际变压器取了 3 乍。也就是 Dmax 大概为 0.36 。副边伏秒值减小，增加了电能传输时间，利于变压器工作。
3, 确定开关开通工作时，直流成分 Idc 和交流成分 Iac 的大小， Idc 和 Iac 的确定。通过调节气隙大小来实现。选定原则：变压器磁通在满足 △ Bac+ △ Bdc 证较小损耗的正常工作。
该步骤在具体设计时，可以先大致估算一下直流交流成分比例，根据输入功率计算平均输入电流，并根据占空比计算开关开通时的平均电流，然后由直流交流比算出原边电感 Lp 。在绕制变压器时，调节气隙，调节原边电感值为 Lp 。
Idc/Iac ＝ k 比值选取，根据输入范围大小选取。输入范围较大，k 可取的大一些， 0.8-1.2 ；输入范围小，则可取的小一些，0.4-0.8 。
此时取 k ＝ 1 ， 110V 输入时，此时平均电流： Is ＝ 75/110 ＝ 0.68A ， 开关开通时间平均电流： Ion ＝（ IsxTs ） /ton ＝ 1.98A ，由图 c ，易得 Idc ＝ Iac ＝ 2/3*Ion ＝ 1.32A ，原边电感， Lp ＝ (VsX △ t)/Iac ＝ 316μH 。 Lg ＝ μ0*Np2*Ae/Lp=4π* 10-7*282*87/316 ＝ 0.27mm ， 实际取 0.3mm ，换算实际 Lp ＝ 285μH ， Iac ＝ 1.46A ， Idc ＝ 1.25A 。 验算 △ Bac+ △ Bdc 171mT ； △ Bdc ＝ μH ＝ μ0*Np*Idc/Lg ＝ 4π* 10-7*28*1.25/0.3 ＝ 146mT
△ Bac+ △ Bdc ＝ 171+146 ＝ 317mT<370mT 。 4 ，其余各绕组乍数确定 在实际线路中， 5V 和 12V 接法如图，减少了 5V 二极管压降对 12V 的影响，提高了交叉调整率。 12V 按副边电压计算乍比，设计为： 4 。－ 12V 采用了二次线性稳压，采用 8 乍，供电绕组也是 8 乍。
交叉调整率的调试 通过在副边增加小电感 Lg1 ， Lg2 来控制开关关断初期，副边绕组电流的分配。如下图。
Lg1 ， Lg2 具体电感值可参考以下式子： 以上总结了反激多路输出变压器设计要点： 1 、 确定原边直流、交流峰值比，此值决定开关电源工作模式（ DCM ， CCM ）。 2 、 通过增加小电感，改善反激多路输出交叉调整率的方法。 综上所述：最大占空比 Dmax （或者乍比）， △ Bac （或者 Np ）， Lg （或者 Lp ）是变压器的关键因素。他们决定了变压器的主要参数：