电气传动２０１５年第４５卷第１期新型开关电容双向ＤＣ—ＤＣ变换器设计马圣全，潘庭龙，纪志成（江南大学物联网工程学院，江苏无锡２１４１２２）

摘要：ＢＵＣＫ—ＢＯＯＳＴ双向变换电路是ＤＣ—ＤＣ变换中常用电路，但其变压比不高，限制了该电路的一些应用和发展。开关电容ＤＣ—ＤＣ变换电路可以实现倍压双向变换，并且具有集成度高、ＥＭＩ影响小的优点，但是电压调整性差。将ＢＵＣＫ—ＢＯＯＳＴ双向变换电路与开关电容电路有机的结合在一起，提出了实现高压比、输入输出电压范围广、效率高、精度高和集成度高的双向变换电路。关键词：开关电容；高压比；双向变换；精度高中图分类号：ＴＭｌ３３文献标识码：Ａ

ＤｅｓｉｇｎｏｆａＮｅｗＴｙｐｅＢｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌＤＣ—ＤＣＳｗｉｔｃｈｅｄＣａｐａｃｉｔｏｒＣｏｎｖｅｒｔｅｒＭＡＳｈｅｎｇ—ｑｕａｎ，ＰＡＮＴｉｎｇ—ｌｏｎｇ，Ｊ１Ｚｈｉ—ｃｈｅｎｇ

（ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＩｎｔｅｒｎｅｔｏｆＴｈｉｎｇｓＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＪｉａｎｇｎａｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｗｕｘｉ２１４１２２，Ｊｉａｎｇｓｕ，Ｃｈｉｎａ）

Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＢＵＣＫ—Ｂ００ＳＴｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｉｓｂａｓｉｃＤＣ—ＤＣｃｏｎｖｅｎｅｒｃｉｒｃｕｉｔ，ｂｕｔｉｔｓｔｒａｎｓｆｏｒｒａｅｒｒａｔｉｏｉｓｌｏｗ．ＳｗｉｔｃｈｅｄｃａｐａｃｉｔｏｒＤＣ－ＤＣｃａｎｍａｋｅｖｏｌｔａｇｅｄｏｕｂｌｅｒｔｒａｎｓｆｏｒｍａｎｄｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎｃｏｍｅｔｒｕｅ，ｗｉｔｈｈｉｇｈｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎａｎｄｌｉｔｔｌｅＥＭＩａｆｆｅｃｔ，ｂｕｔｔｈｅｖｏｌｔａｇｅｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｉｓｐｏｏｒ．ＣｏｍｂｉｎｅｄＢＵＣＫ－ＢＯＯＳＴ

ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｗｉｔｈｓｗｉｔｃｈｅｄ—ｃａｐａｃｉｔｏｒｃｉｒｃｕｉｔ，ｐｒｏｐｏｓｅｄｂｉｄｉｒｅｃｌｉｏｎａｌｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｗｉｔｈｈｉｇｈ

ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｒａｔｉｏ，ｗｉｄｅｉｎｐｕｔａｎｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒａｎｇｅ，ｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｈｉｇｈｐｒｅｃｉｓｉｏｎ，ａｎｄｈｉｇｈｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｓｗｉｔｃｈｅｄｃａｐａｃｉｔｏｒ；ｈｉｇｈｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｒａｔｉｏ；ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ｈｉｇｈａｃｃｕｒａｃｙ

１引言双向ＤＣ—ＤＣ变换电路在ＤＣ—ＤＣ变换中有着重要的地位。ＢＵＣＫ—ＢＯＯＳＴ双向变换电路是ＤＣ—ＤＣ变换中常用双向变换电路，属于非隔离型，效率较高，但是变压比不高，在需要高压比双向变换的多端口光伏蓄电池系统中目前还是应用隔离型ＤＣ—ＤＣ变换电路。隔离型ＤＣ—ＤＣ变换电路有较高的变压比，但是效率低，并且ＥＭＩ（电磁影响）较大。开关电容变换电路不含电感和变压器，仅由电容网络和开关构成，集成度比较高，可实现数倍电压双向变换ｎ‘２１。开关电容变换器虽然有体积小、重量轻、功率密度大和可集成的优点，但是，开关电容变换电路电压调整性能差，不能宽范围调压。目前已有开关电容电路与传统ＢＵＣＫ或ＢＯＯＳＴ电路组成两级单向变换电路ｂ］，取得了很好效果。但是在双向变换方面，很少有对这两种电路组合的研究，因此基于两级变换电路的思想，本文采用将开关电容变换电路和传统ＢＵＣＫ—ＢＯＯＳＴ双向变换电路结合的两级双向变换电路。两级双向变换电路，不仅能够实现体积小、功率密度大以及电路可集成，而且还能够只用较小的元器件就能获得较好的电压调整特性ｎ］。

２电路模式开关电容、ＢＵＣＫ—ＢＯＯＳＴ两级组合双向ＤＣ—ＤＣ变换电路如图ｌ所示。该两级组合电路由４个电容，７个开关，３个二极管和１个电感组成。由图１可看出该电路可分为两部分，虚线左边为ＢＵＣＫ—ＢＯＯＳＴ双向变

基金项目：江苏省自然科学基金（ＢＫ２０１２５５０）；江苏省高校科研成果产业化推进项目（ＪＨＢ２０１２—２４）作者简介：马圣全（１９９１一），男，硕士研究生，Ｅｍａｉｌ：ｓｈｅｎｇｑｕａｎｌ９９１＠１２６．ｃｏｍ３０

万方数据马圣全，等：新型开关电容双向ＤＣ—ＤＥ变换器设计电气传动２０１５年第４５卷第１期

《弭ｓｓｎ

图ｌ双向ＢＵＣＫ—ＢＯＯＳＴ、开关电容组合电路拓扑Ｆｉｇ．１ＢｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌＢＵＣＫ－ＢＯＯＳＴａｎｄｓｗｉｔｃｈｅｄｃａｐａｃｉｔｏｒｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｔｏｐｏｌｏｇｙ换电路，虚线右边为２阶开关电容电路。在多端口光伏系统中认为高压（¨）是母线电压，低压（ｎ）是蓄电池。组合电路有两种运行模式：１）模式Ａ：电能由¨端向Ｋ端传递；２）模式Ｂ：电能由Ｋ端向¨端传递。每种模式都有两种状态，通常每一种状态运行在不同的占空比Ｄ下。开关的重复周期是Ｔ＝Ｉ／ｆ，其中厂是开关频率，开关运行在ＰＷＭ控制方式下。开关为双向导通开关管，其内阻是ｒｓ，其它必须考虑的因素有［５１：所有电容的等效阻抗为■，电感等效电阻为ｒＬ＇所有二极管上的等效压降为％。一些有用的参考数据如下：ｒ。＝０．０３Ｑ，丘＝

０．０２Ｑ，％＝０．５

Ｖ，ｒＬ＝０．０５Ｑ。

２．１模式Ａ模式Ａ为降压变换，开关ｓ：一直处于关断状态，其余开关控制信号如图２ｃ所示。开关状态１如图２ａ所示，开关Ｓ，，Ｓ。接通，二极管Ｄ：导通，其余开关和二极管关断。此时，电容ｃ：串联ｃ，通过回路¨，Ｓ，，Ｃ，，Ｓ。，Ｃ：充电，电容Ｃ：，Ｃ，上的电压逐渐增大；电感Ｌ。通过二极管Ｄ：续流向电容Ｃ。和Ｋ供电。电容充电等效电路中的等效电阻Ｒ。＝２ｒｓ＋

２ｒｅ＝０．１Ｑ；续流等效电路中的电阻为ｒＬ－０．０５Ｑ，压降为％＝０．５ｖ。

开关状态２如图２ｂ所示，开关Ｓ。，Ｓ，，Ｓ。和Ｓ，接通，其余开关和二极管都关断。此时，电容ｃ：并联，ｃ，通过回路ｓ，，ｓ。，ｓ，，ｓ。，Ｌ。对ｃ。和Ｋ供电，电容ｃ：，ｃ，上的电压逐渐降低，该等效回路上的等效电阻：令鬻＋２ｒｓ＋ＦＬ

０．１１６Ｑ模式Ａ工作时，¨降压到ｎ分两步：首先¨经过２阶电容开关电路降压然后再经过ＢＵＣＫ变换电路进一步降压到所期望的电压Ｋ。

ＬＩＳ…Ｓ，Ｄ２（ａ）开关状态１Ｌ。ＳＩ，Ｓ３，Ｓ‘，Ｓ，Ｏｉｌ

（ｂ）开关状态２妒－ｆ口口口Ｌ

仍Ｉ口：ｂ口』Ｓ。Ｓ。ＳＳ，

（ｃ）开关控制信号

图２模式Ａ运行Ｆ晚２ＭｏｄｅＡ

２．２模式Ｂ模式Ｂ为升压转换，开关Ｓ。一直处于关断状态，其余开关控制信号如图３ｃ所示。开关状态ｌ如图３ａ所示，开关Ｓ：，Ｓ；和Ｓ。接通，其余开关和二极管关断。此时，Ｋ通过开关Ｓ：对电感Ｌｌ充电，该回路等效电阻Ｒ３＿，．Ｌ＋，．。＝Ｏ．０８Ｑ；电容Ｃ：串联电容ｃ，通过开关Ｓ，，Ｓ。对电容ｃ。和¨供电，该回路等效电阻Ｒ４＝２ｒｃ＋２ｒ。＝０．１Ｑ。

ＬＩＳｚ，Ｓ５，Ｓ‘ｏｎ．ｒｒ一］抖圪

３ＫＪ

、／

（ａ）开关状态１

（ｂ）开关状态２妒，＋口口口Ｌ

妒１●Ｓ２，Ｓｓ，Ｓ。ｔＩ口口口。

Ｓ，，ｓ．，Ｓｔ（ｃ）开关控制信号

图３模式Ｂ运行Ｆｉｇ．３ＭｏｄｅＢｒｕｎ

开关状态２如图３ｂ所示，开关Ｓ，，Ｓ。和Ｓ，接通，二极管Ｄ．导通，其余开关和二极管关断。此时，Ｋ串联电感电压“．对电容Ｃ：，Ｃ，并联充电，该回路等效电阻：

３１万方数据电气传动２０１５年第４５卷第１期马圣全，等：新型开关电容双向ＤＣ—ＤＣ变换器设计耻等警ｗ。饥

＝０．０８６Ｑ电容Ｃ。对¨供电，该等效回路等效电阻

Ｒ６＝ｒｃ＝０．０２Ｑ。模式Ｂ工作时，Ｋ升压到¨分两步：首先Ｋ经过两ＢＯＯＳＴ电路升压，然后再经过开关电容变换电路进一步升压到我们所期望的电压¨。

计，由此可得在电容充电期间，电感电流的变化量为卟铷（７）

３．１．２开关状态２如图２ｂ所示，根据元件的特性和电路的结构，可计算得出电感电流的二阶方程：２Ｌ。Ｃ，争ｈｉ＝０ＣＩ（８）

１

３音＋ｌ，＝

Ｌ８，

３电路工作特性分析令３·１嚣新电舡作在降压械开关控盱丽１Ａｚｏ．＿Ｊ毛

在模式，整个电路工作在降压状态，开关控Ｎ３

制信号如图２ｃ所示。Ｚｏ＝Ｌ—ｃｏｏ－瓦１

３．１．１开关状态１根据开关状态２初始条件：

如图２ａ，在ｔ＝０时刻开关Ｓ，，Ｓ。接通，高压电

源¨开始过对电容Ｃ：，Ｃ，串联充电，电容Ｃ：，Ｃ，串联后可以用Ｃ：，来代替，充电电流为ｊｃ２，《，掣（１）

根据基尔霍夫定律，可得到电路的电压方程为％２ＲＮ…ｉｃ（ｆ）＋％：，（ｆ）（２）

Ｒ。。为电路元件的等效电阻。由于在开关合上之前电容Ｃ２３上已经有电压存储：％。＝％：，（ｏ），屯。＝０。当电容充电到ｄｒ时刻时，电容上的电压和电流大小分别为

％：，（ｆ）：ＶＨ一（ｙＨ一％。）ｅ‰ｌｃ２３（３）

ｆｃ２夕）：警ｅ一皋（４）

由方程可知，电容电压以指数增长，电容电流以指数减小。时间常数ｒ』ＮＣ：。，工程上一般

认为电容经过３ｒ～５ｒｌｊ寸间即可认为充满。本电路中电容电压波动较小，ｄｒ时间内电容Ｃ：，可以充满电，即：≥２游０‰㈦

ｆｃ，，（打）＝…７

在开关状态１，电感Ｌ。续流对电容Ｃ．和Ｕ供电：

￡訾坻：ｆｌｌ＋％一ＶＬ（６）

考虑到Ｒ一，和ＶＤ相对来说很小，可以忽略不３２

ｆＬ．（ｏ）＝，Ｌ，。。％，（ｏ）２％，。ａｘ（９）由此解得电感的电流方程：ｔ∽吐；。攀ｓ·州）（１０）

０（ｆ）＝，㈨ｉｍ

ｃｏｓ（ｃＯｏｔ）＋立｝８１‘ｎ（ｃｏｏｆ）（１ｏ）

从而可以计算出电容电压方程：％，（ｆ）＝（％，。。一吒）一

，Ｌ．。ｉ。Ｚｏｓｉｎ（ｃｏｏｆ）＋■（１１）３．１．３稳态时满足的条件当电路达到稳态时，满足以下条件：滤波电感Ｌ。上的电流在开关电容充电和放电时，变化量

相等，即Ａ／Ｉ｜，Ｄ－＿Ｍ∽。根据以上计算，可以计算出电感电流在开关电容充电和放电时的变化量如下：

Ａ／Ｌ”册掣×ｔＤ＝ＩＬｍｉｎ

ＣＯＳ０９０ｓｉｎＣＯｏ（１一ｄ）Ｔ一，Ｌｍｉ。（１２）

Ⅳ邙＝≠刀（１３）

需要指出的是，在设计系统时，并没有使得系统出现谐振，因此在设计时使：

ＣＯｏ丁《昔由此在开关电容放电时，电感电流的变化量可以简化为旷一矿

ⅣＬｔＤ≈土≯０９０（１一ｄ）Ｔ（１４）

由ＭＬ，Ｄ＝△“。ｃ，从而可得：吒≈（１一∽％，。。（１５）

ｄ丁为一个周期内电感Ｌ，续流时间，（１－ｄ）Ｔ

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