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文献、资料中文题目：
PWM整流器在自反馈串级调速系统的应用

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翻译日期： 2017.02.14
毕业论文（设计）
外文翻译

题 目
：
PWM整流器中的应用自反馈串级调速系统

PWM整流器在自反馈串级调速系统的应用
摘要：
本文分析了自反馈串级调速系统功率因数较低的原因，并提出了一种新的基于PWM
技术的串级调速系统方案。在此系统中，用IGBT代替了可控硅。它可以提供电容式无
功功率去补偿传统的串级调速系统产生的感应无功功率，因此，它可以提高功率因数。 文
中介绍了PWM整流器和PWM电流控制方案。最后给出了仿真结果和结论，结果表明，
新系统工作在单位功率因数。

索引词 - 串级控制，功率因数，脉宽调制
一 导言
在我们的日常生活和工业生产中，电力系统占相当大的比重，特别是这些载荷鼓风
机和泵，使用多能量，因此节能的风机和水泵正在成为工业生产的主要问题之一。利用
可控硅串级调速控制，是风机和水泵节能的有效手段。比较变频调速控制，这种方法更
好，更便宜，不仅能平滑调速还能节能20％〜40％。但是，传统的级联速度控制系统具
有低谐波因素和多一些缺点。功率因数高负荷，高速低转速负荷0.4 0.6。它带来了巨大
的浪费和污染。这个缺点阻碍了延伸和串级调速中的应用。在一种新的级联速度控制系
统方案的基础上，提出了PWM整流器。在新的计划中，晶闸管逆变器被IGBT代带，并
且系统具有高功率因数。
二 CHOP内馈调速的原理
在电机中内反馈串级调速控制系统是异步电动机转子系列woundrotor抵抗速度的基
础。一个新的三相对称绕组命名调整绕组定子绕组上，建立的初级绕组称为主绕组。额
外的电动势绕组的调整是由主绕组引起的。采用晶闸管逆变器，附加电动势serriedwound
与转子绕组，其速度可以通过改变其规定。普通串级调速系统调速是通过改变反角β，但
无功功率提升，功率因数作为反角增加而减少。因此，斩波串级speedregulation系统如
下：

1.对斩波串级调速系统中的整流桥输出电压2034.2sEUd 。逆变器的输出电压

cos34.22TiUU
转子回路方程是idUTTU。因此，旋转速度公式可以显示为








TETUnnT2020cos

1


：2TU 是调整相绕组电压，是斩波器脉冲持续时间比和对应

的20E是转子额定电压。因此，电机的旋转速度可通过调节控制脉冲宽度的比例。

（1）
三 功率因数的分析

对串级调速系统功率因数为：21211cosTTTQQPPPP在公式中，P1是由电机
吸收的有功功率; PT是有功功率给电网的反馈; Q1是由电机从电网吸收的无功功率; QT
是逆变器从电网吸收的无功功率。在斩波串级调速系统，逆角β为固定的，因为，它是
一般约030 。因此，在系统中QT是不变的。但是，当电机在低速运行，TP增加，功率
因数下降。
四 PWM整流器的定性分析
可控硅由PWM整流器 取代，新的级联速度控制系统方案原理图图2：

PWM整流器是一个四象限变流器。其交流和直流侧可以控制的。当使用电网电测力
矢量为参考，则PWM整流器的工作fourquadrant可以通过控制交流侧电压向量V。I是
固定的，所以ILVL也是固定的。在这种情况下，在PWM整流器交流侧电压矢量的
运动轨迹是一个圆的半径的VL。当V的电压矢量端点的圆轨迹A点，电流矢量延迟电
动势矢量090E 。PWM整流器网侧电感为图3显示的特征。当V的电压矢量端点的圆轨
迹B点，电流矢量I是平行，与电动势矢量E同一方向。在PWM整流器网侧图4显示
为阻力特性。当电压矢量端点的圆V位点C点，电流矢量I是电动势矢量090E的PWM
整流器网侧电容，图5显示的特征。当V的电压矢量端点的圆轨迹D点，电流矢量I是
平行，与电动势矢量E相反的方向。在PWM整流器网侧显示为图6负阻特性。

（图3） (图4)
（图5） （图6）
所以一定要确保输出端的直流电压，输入电流和交流侧电压可以 在负阻或电容特性
恒定的情况下工作，因此0TQ或1QQT可以提高功率因数。

五 PWM整流器控制系统的设计
三相PWM整流器交流侧均为时变交流量，不利于控制系统设计。引进电机矢量控
制的思想，从交流侧看可以把电感电阻和交流侧看成一个交流电机的模型与三相逆变器
相同, 我们更可以把三相交流电机的控制理论运用到三相PWM整流器中。把三相静止
坐标变换成二相旋转坐标，在进行解耦控制，电压为外环，电压给定和实际的差值进行
调节后经过PI后得到有功电流的给定，设定想要给定的无功电流，高功率因数系统中，
功率因数为1，所以无功电流给定为0，在通过检测出来的实际的电流矢量变换和解耦后
得到的实际的有功电流和无功电流与给定的有功电流和无功电流的比较来得到指令电压
信号，从而我们得到如图所示的控制框图来实现系统的控制。这种直接通过检测实际电
流，再进行矢量变换解耦控制的方法直接对电流进行控制和上述的通过电压的关系来间
接控制电流的方法更客观，而且控制更有效。因此根据坐标变换的关系，三相PWM整
流器拓扑结构的两相旋转坐标系dq模型可描述为：




qdqdPqdvviiRLpLLRL

e
e




（2）

上述方程中，de，qe是d和q轴的电动势矢量，矢量dv,qv是组件d和q轴的在AC
端，电压矢量分量，di，qi是在交流侧电流向量d和q轴分量，p为微分算子。

在公式（2），因为D和q轴分量耦合，很难设计出控制系统。因此，一个控制策略
的前馈解耦是给出的。 PI调节器，是层状的电流调节器，所以控制方程，矢量量化为：

qdqqiIiPq
eLiiisKKv


（3）


dqddiIiPd
eLiiisKKv



iPK，iIK是比例调节系数和积分调节回路的电流调节系数。 qi，di等价于qi，d
i
。
在电压环，所需的电流是三相对称正弦电流，它的电网电压同频。因此，在同步旋
转坐标系 中，qi，di是DC数量。因此，qi和di可以顺利地调整PI调节器。方程式（4）。


dcdciIiPq
vvsKKi

（4）

介绍了在dq概念的瞬时功率，同步旋转坐标系，瞬时有功功率和PWM整流器无功
功率可以显示为（5）：

ddqq
eeiep
(5)

dqqd
eeieq
为了补偿 电机吸收无功功率 ，PWM整流器工程电容性质。因此，编号是：

q
d
e

Qi


(6)

表格方程（3）（4）（6），对PWM整流器控制框图图7：

(图7)
六 PWM整流器串级调速系统的仿真结果