电容信号转换集成电路CAV424

CAV424 是一个多用途的几乎可以处理各种电容式传感器信号的完整的转换接口集成电路。它同时具有信号采集（相对电容量变化）、处理和差分电压输出的功能。CAV424检测到待测电容与一个固定参考电容的电容相对变化量。对于参考电容可能的5％到100％的电容变化，该IC对10pF到2nF大范围的电容进行了优化。差分电压输出信号可直接连接到下面的A / D转换器或其他Analog

Microelectronics公司的信号调理IC。使用集成的温度传感器，易于建立数字调节系统。

4.1.1 CAV424的特点

CAV424是一个集成的C / V转换器，并包含完整的片上电容信号处理单元。它具有以下特点：

1高的检测灵敏度

2宽的电容检测范围：5%－100%的相对电容变化.5pF至 2nF.

3 最大检测频率 2kHz

4输出放大级电压可调

5可调的输出滤波电路

6高的耐压强度17V

7内置温度传感器

8宽的工作温度范围：–40°C...+105°C

9工作电压：5V ± 5%

10比例电压输出

主要应用在工业过程控制、测距、压力测量 、湿度测量、 液位控制等领域。

4.1.2 CAV424的工作原理

CAV424 电路方框图如下：

图4—1 CAV424的内部框图

工作原理介绍：

CAV424 是这样工作的：一个通过电容COSC 频率可调的参考振荡器驱动二个构造对称的积分器并使它们在时间和相位上同步（见图3）。二个被控制的积分器的振幅是由电容CR 和CM来决定，这里CR 作参考电容而CM 作为测量电容。由于积分器具有很高的共模抑制比和分辨率，所以二个振幅的差值所提供的信号就反映出二个电容CR 和CM的差值。这个电压差值通过后面的有源滤波器滤波为直流电源信号（整流效应），然后送到可调的放大器，调整到所需要的输出电压值。

如果二个电容CR 和CM值相同，那么经过整流和滤波得到的一个直流电压信号就是零。如果测量电容CM 改变了ΔCM，那么得到的输出电压与之是成正比的。

如果二个电容CR 和CM 值不相同，那么当ΔCM = 0 时，在输出端得到的是一个偏置值，它始终是叠加在直流电压信号上的。

4.1.2.1 可参考振荡器

参考振荡器对外接的振荡器电容COSC 充电，然后放电，周而复始（见图3）。

参考振荡器电流IOSC 由外接电阻ROSC 和参考电压VM来确定：

（4—1）

参考振荡器的频率是按如下给出的： （4—2）

这里ΔVOSC 是参考振荡器的输出电压峰谷值之差（VOSC,HIGH 和VOSC,LOW ），它

是由内置电阻定义并且有一个固定电压值2.1V（当VCC ＝5V 时）（见图4-2）。

参考振荡器的频率是由ROSC 和 COSC 确定，它们的取值范围见表2。

图4—2 振荡器电压曲线

4.1.2.2 电容积分器

二个对称构造的内置电容式积分器的作用原理与上述的参考振荡器相似。区别在于放电时间是充电时间的一半。其次，它的放电最小电压被钳制在一个内置的固定电压VCLAMP 上（见图4-3）。

图4—3 二个积分器的电压输出

电容式积分器电流ICR 和 ICM 由外接电阻RCM , RCR 和参考电压VM 来确定：

MCMCMVIR （4—3）

MCRCRVIR （4—4）

电容CM和CR 充电至最大值VCM 和VCR ，可由理论公式计算如下：

（4—5）

（4—6）

二个电容CM和CR 上的电压VCM 和VCR 首先通过信号处理电路的加减法器相减。具有整流功能的加减法器也同时消去了钳位固定电压VCLAMP。经过滤波后在输出端得到一个直流电压信号VTPAS。

如果积分器电流ICR 和 ICM 在电容值CM,min 时相同（即参考电容和测量电容的本底电容值相同），那么经过加减法器和滤波器后的输出值为零（见图4-4）。

图4—4 ：带有信号处理示意的电流方框图

图中Stromreferenz=电流源 ReferenzOszillator=参考振荡器 Integrator=积分器

Signalverarbeituung=信号处理

4.1.2.3信号处理

经过滤波和光滑处理的直流电压信号为VTPAS：

（4—7）

信号VTPAS 可以通过内置的运算放大器直接放大，放大增益GLP 由外接电阻RL1 和

RL2 来确定，计算如下式： （4—8）

由式子（4-7）得到：

（4—9）

对地(GND)输出电压信号为：

（4—10）

输出电压信号VLPOUT = f(CM, (CR), fosc, ICM, ICR)的函数关系：此时测量电容CM的本底电容和参考电容CR 值不变，而fosc 或者 ICM 和 ICR 是参数。

可以看出，输出信号是电容CM和CR 以及参考振荡器频率fOSC 和积分器充放电电流ICM 和 ICR 的函数。

图4—5 ：当电容值CM > CR 时，对地电压信号输出

式子（4-10）中的一个电压VM 是输出电压的一部分，它的值是工作电源电压的一半。因为它与工作电源电压是成比例变化的，所以得到的差分输出电压信号VLPOUT 也是比例输出的电压信号。

图4—5 CAV424 应用电路图（当充放电电流 ICM 和 ICR 是常数时）

图4-5所示的电路是当充放电电流 ICM 和 ICR 为常数的时候。也就是说，当测量电容的本底电容值CM,min 变化时，比如不同的测量物体，参考振荡器的频率必须始终适应新的不同的本底电容值CM,min 的测量。

第二，如果将参考振荡器频率fosc,固定，那么当测量电容的本底电容值CM,min 变化时，二个电流值ICM 和 ICR 要与之相适应。建议选择ICM 和 ICR 相等ICM = ICR。

二个方法是同等的，只是根据不同的应用条件来选择。第二个方法的电路见图4-6。

如果 fosc = 常数，ICM, ICR = f(CM, CR) 满足式子（1）至（9），就如同充放电电流 ICM 和 ICR为常数，而 fosc = f(CM, CR) 满足式子（1）至（9）一样。

在动态测量时，测量电容的变化速率fdet 要满足下式：

fdet 是检测频率，也是容许测量电容单位时间里的变化次数。

图4—6 CAV424 应用电路图（当参考振荡器频率fosc 是常数时）

4.1.3 CAV424的电路参数

4.1.3.1固定参数的确定

与测量电容变化没有关系的外接元器件取值如下：

表1：外接元器件取值

4.1.3.2电路参数

Tamb = 25°C, VCC = 5V （除非另外注明）

表2：CAV424 电路参数

注意：

1) 振荡器电容取值应尽量满足：COSC = 1.6 ⋅ CM,Min 。

2) 电容CM 和 CR 的取值可以超出范围，只是系统性能会下降，电气特性的数值会超出规定。

3) 流入集成电路的电流均为负。

4) RTEMP 是在管脚VTEMP 上的最小负载电阻。

4.1.3.3电路参数边界条件

表3：电路参数的边界条件

4.1.3 CAV424的电路方框图和管脚示意图

CAV424的电路方框图：

图4—7 CAV424的电路方框图

CAV424的管脚示意图：

图4-8 CAV424 管脚示意图

表4： CAV424 管脚名称

4.2 信号的温度补偿

为了使零点温度漂移最小,被测电容Cx2和参考电容Cx1的温度系数应尽可能接近。对于整个传感器而言,所有的外接电阻必须具有相同的温度系数。对温度引起的零点补偿可通过选择具有相同温度系数的电阻Rcx1 、Rcx和Rcosc实现,电阻的温度系数必须优于±5 ×10 - 5/ ℃,并且要求这3 个电阻在印刷电路板上紧凑布局。CAV424 本身只是将电容信号变换成电压信号,对电容信号和电路本身所带来的非线性无法进行修正;同时,参考电容与被测电容的温度系数不可能完全一致,被测介质的介电常数ε也是随温度变化而变化的。如果没有附加的温度补偿措施,CAV424 的整个测量系统有大约±1. 5 %FS 的温度漂移 。

为了实现较高的测量精度,需要用温度信号对传感器的输出进行补偿。CAV424

内部集成有温度传感器,温度灵敏度为8mV/ ℃。温度对应的电压信号可通过单片机PIC16C711 的ADC 管脚采样后用作查表指针,通过查询事先存入单片机的“温度- 电容量”表格来控制PWM 管脚的输出,脉宽调制信号通过滤波产生一个电压的平均值,它可作为修正电压由Rcx2对传感器的零点, Rcosc对传感器的

量程进行调整。通过上述的数字方法补偿传感器的温度漂移和硬件电路所带来的非线性误差。

其中PIC16C711是MICROCHIP公司设计的低成本、低功耗、高性能、8位全静态CMOS微控制器。它采用RISC结构，具有极高的性能价格比和可靠性，广泛应用在汽车、安全、遥控传感器和应用控制领域。

图4-8 系统组成方框图