5.3 全桥变换器拓扑
设每个开关管的导通压降为1V，主输出肖特基整流管的导通压降为0.5V,， 辅助整流管导通压降也为1V，则变换器输出为
5.3 全桥变换器拓扑
5.3.2 全桥变换器磁设计
1、最大导通时间、磁心尺寸和初级绕组匝数的选择 存在问题：若垂直桥臂上下两管同时导通，则会将电源短路从而损坏开关管。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.1 工作原理
整流和滤波
S1断开时，输入为220V交流电，电 路为全波整流电路，滤波电容C1和 C2串联，整流得到的直流电压分子 约为1.41*220-2=308V； 当S1闭合时，输入为120V交流电压， 电路相当于一个倍压整流器。在输 入电压的正半周，A点相对于B点为 正，电源通过D1给C1充电，C1电压 为上正下负，峰值约为1.41*1201=168V；在输入电压的下半周，A 点电压相对于B点电压为负，电源通 过D2给C2充电，C2电压为上正下负， 峰值也为168V，两个电容串联的输 出为336V.
5.3 全桥变换器拓扑
5.3.1 基本工作原理
全桥变换器最主要的 优点：其初级施加的 是幅值为±Vdc的方波 电压，而非半桥变换 器的±Vdc/2，但其开 关管承受的关断电压 却与半桥变换器相同， 等于最大输入直流电 压。
5.3 全桥变换器拓扑
电路工作过程：斜对角的两个开关管（Q2和Q3或Q4和Q1） 同时导通，两组开关管交替导通半个周期，若忽略开关管的 导通压降，则施加到变压器初级电压是幅值为Vdc、宽度为 ton的交变方波。 网压和负载变化时，反馈环检测输出电压Vom的变化并调节ton， 以维持输出电压Vom不变。
由式(2.1)～式(2.3)可以计算次级绕组匝数。其中， 式中的Vdc-1需替换为初级最小电压值Vdc/2-1 半桥变换器次级电流有效值和线径可通过式(2.13)和式(2.14)计算。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.3 输出滤波器的设计
由于对输出电感电流幅值和输出纹波电压的要求与推挽电路一 样，可参照式(2.20)和式(2.22)计算。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.2 半桥变换器磁设计
1、最大导通时间、磁心尺寸和初级绕组匝数的选择
输入电压最小或不正常工作状态时，最大导通时间不超过0.8T/2 磁心选择（见磁路设计）
假定最低输入电压为（Vdc/2）-1，最大导通时间为0.8T/2，在已知磁 心种类和磁心面积的情况下，可通过法拉第定律计算出初级绕组数。 其中dB值为峰值磁密期望值的两倍。(正激变换器磁心只工作在磁滞回 线的第一象限，而半桥变换器工作于第一、三象限，所以是其两倍)
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.4 防止磁通不平衡的阻断电容的选择
磁通不平衡原因：初 级存在直流分量。 解决办法：初级串联 小容值的直流阻断电 容。电流Ipft流过时， 该电容被充电，该电 压使初级平顶脉冲电 压有所下降，如图3.2 所示。 设允许的下降量为dV，产生该压降的等效平顶脉冲电流为式(3.1)中的Ipft， 而流通该电流的时间为0.8T/2，所需的阻断电容值可用下式得到
Q1导通时，负载电流和励磁电流流过Q1、变压器T1的漏感、Np的励磁电感及按匝比 平方折算到初级的次级负载等效阻抗，最后流经Cb到达C1、C2连接点，Np同名端电 压为正。Q1关断时，励磁电感强迫使所有绕组电压极性反向，Np同名端电压力图变 得很负，使Q1承受远大于Vdc的电压并使Q2承受反压，造成两个开关管的损坏。但 由于D6的钳位作用，Np的同名端电压就不会低于负母线电压。
3.2 正激变换器
5.2.4 防止磁通不平衡的阻断电容的选择
例：一个功率为150W的半桥电路，额定直流输入电压为320V，频率为 100kHz，设有15％的网压波动，最小输入电压为272V，则初级电压应 为±272/2＝ ±136V。 初级平顶脉冲电压的允许下降量约为10％，即约为14V，又已知功率为 150W，Vdc=272V，Ipft=3.13×150/272=1.73A，由式（3.4）可得
解决办法：选择开关管的最大导通时间不超过半周期的80％
磁心尺寸和工作频率根据磁心－频率表选择。 根据法拉第定律计算初级匝数Np，其中E是初级最低电压E=Vdc-2， dB是所选的0.8T/2（dt）时间内的磁通变化。频率低于50kHz时， 选择dB=3200G(-1600G~1600G)
5.3 全桥变换器拓扑
5.2 半桥变换器拓扑
工作原理
从图3.1 可见，当任何一个晶 体管导通时，另一个关断的晶 体管承受的电压只是最大直流 输入电压，而非其两倍。 首先忽略小容量阻断电容Cb，则Np下端 可近似地看作连接到C1和C2的连接点。若 C1、C2的容量基本相等，则连接处的电压 近似为整流输出电压的一半，约为168V。 通常的做法是在C1、C2的两端各并接等值 放电电阻来均衡两者的电压。图3.1中的开 关Q1和Q2轮流导通半个周期。Q1导通Q2 关断时，Np的同名端（有点端）电压为＋ 168V，Q2承受电压为336V；同理，Q2导 通Q1关断时，Q1承受电压为336V，此时 Np同名端电压为-168V。
5.1 概述
半桥和全桥开关变换器拓扑开关管的稳态关断 电压等于直流输入电压，而不是像推挽、单端正激 或交错正激拓扑那样为输入的两倍。所有桥式拓扑 广泛应用于直接电网的离线式变换器。 桥式变换器的另一个优点是，能将变压器初级 侧的漏感尖峰电压钳位于直流母线电压，并将漏感 储存的能量归还到输入母线，而不是消耗于电阻元 件。
Cb 1.73 0.8 510 /14 0.49 F
6
注意：该电容必须为非极性电容。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.5 半桥变换器的漏感问题
半桥变换器不存在像单端正激和推挽拓扑中的漏感尖峰问题，因为开关管Q1和 Q2分别并联了二极管D5、D6，将开关管承受的漏感尖峰电压钳位于Vdc。
2、初级电流、输出功率和输入电压的关系
设变换器效率为80％，则输出功率为Po=0.8Pin，输入电压为最小值 Vdc时，每半个周期开关管的导通时间为0.8T/2，忽略开关管的导通 压降，则输入功率为
式中Ipft为前面定义的初级等效平顶脉冲电流幅值。
5.3 全桥变换器拓扑
3、初级线径的选择
占空比为0.8，电流Ipft的有效值为 综合式(3.7)可得
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.6 半桥变换器与双端正激变换器的比较
两者承受的关断电压同样为Vdc，广泛应用于电源网压为220V的市场。
区别：
半桥变换器次级输出为全波而非双端正激变换器输出的半波，因此 半桥变换器的方波频率是正激变换器的两倍，从而使半桥变换器输出 电感L、电容C的数值小很多。
正激变换器次级峰值电压比半桥变换器高，因为占空比只有半桥的 一半。半桥变换器绕组的成本较低，寄生电容更小。
2、初级电流、输出功率、输入电压之间的关系
设效率为80％，则 电源输入电压最低时，输入功率等于初级电压最小值与对应的初级电流 平均的乘积。即 1.25Po=(Vdc/2)(Ipft)(0.8T/T)
5.2 半桥变换器拓扑
3、初级线径的选择
半桥拓扑初级电流有效值 ，由式（3.1）可得
4、次级绕组匝数和线径的选择
4、次级绕组匝数和线径的选择
各次级绕组匝数可根据式(3.5a)和式(3.5b)计算 次级电流有效值和次级线径确定与推挽拓扑完全相同。
5.3.3 输出滤波器的计算
全桥变换器拓扑与半桥变换器及推挽拓扑相同，均为全波整流输出，具体计算参 考半桥变换器及推挽拓扑中的相关内容。
5.2.4 防止磁通不平衡的阻断电容的选择
图3.1中初级串联小电容Cb是为了避免磁通不平衡问题。 磁通不平衡在初级置位伏秒数与复位伏秒数不相等时发生。
在半桥电路中，若C1、C2接点处电压不能精确到电源电压的一半， 则Q1导通时初级承受的电压将与Q2导通时的不相等，磁通会沿磁滞 回线正向或反向持续增加直至使磁心饱和，损坏开关管。
第五章 半桥和全桥变换器拓扑
功 率升压、降-升 压、库克变换器
单端 隔离型 双端
反激、正激 推挽、半桥、 全桥
第五章 半桥和全桥变换器拓扑
5.1 概述（Introduction） 5.2 半桥变换器拓扑(Half-Bridge Converter Topology) 5.3 全桥变换器拓扑(Full-Bridge) 本章小结