多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。

二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。

飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。

级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（H桥）逆变器为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。

它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、9电平及以上的多电平应用，是目前应用最广的多电平电路。

缺点是需要多路独立的直流电源且不易实现四象限运行。

多电平逆变器的PWM控制策略可分为：在上述的多电平逆变器的PWM控制法中，空间电压矢量控制法适用于三-五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢量数目较多，控制算法复杂，不适合用该方法。

对于五电平以上的多电平逆变器，适合采用载波调制PWM控制法。

载波层叠PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。

载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，则适合于级联型多电平逆变器。

开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。

对于三相具有独立直流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的PWM控制法，可提高等效开关频率，控制效果更好。

多电平三相逆变器中，空间矢量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电压合成更加接近正弦波，所以多电平的空间电压矢量法控制进度高，输出电压的谐波含量小。

但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢量PWM法控制算法非常复杂。

一、NPC型多电平逆变器优点：1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）电平数越大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近；3）可直接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。

缺点：1）每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致；2）对于m电平电路来说，每个桥臂需要（m-1）（m-2）个箝位二极管，即随着电平数的增加，所需箝位二极管数目将快速增加，成本增加；3）电平数越大，利用冗余开关状态来平衡分压电容的电压平衡的控制算法就越复杂。

➢二极管箝位型三电平逆变器1.拓扑结构三电平逆变器共有33=27的空间电压矢量，3个零矢量，独立的空间电压矢量有19（=1+1*6+2*6）个，60°区域小三角形个数为1+3=4。

2.控制策略1）开关频率优化PWM控制法具体做法是在正弦调制波中加入零序分量，或者正弦波改成梯形调制波，目的是将正弦波的波顶压平，降低开关频率，提高直流电压利用率。

但这种方法只适用于三相三线制逆变器。

该方法可以在以下几方面达到优化：中点电压平衡；提供直流电压利用率；降低开关损耗。

实际上，这种正弦调制波加入零序谐波的方法本质上与电压空间矢量PWM法是一致的，相当于在半开关周期的始末端均匀分布零矢量。

2）特定谐波消除PWM控制法该方法是以消除输出电压波形中某些特定的低次谐波为目的的一种PWM控制法。

有如下优点：可降低开关频率，降低开关损耗；在线相同开关频率下，可以生成最优的输出电压波形；可以通过控制得到较高的基波电压，提高直流电压利用率。

难点是必须用牛顿迭代法解非线性方程组，运算时间长，无法在线计算。

3）三相三电平NPC型逆变器的SVPWM控制策略实现步骤：首先确定参考矢量所在的扇区及其所在的小三角形，确定合成参考电压矢量的三个基本矢量；确定三个基本矢量的作用时间，即每个电压矢量对应的占空比（伏秒平衡）；确定各个基本电压矢量所对应开关状态；确定各开关状态的输出次序（七段式或者五段式）以及各相输出电平的作用时间。

4）基于60°坐标系的三电平二极管箝位型逆变器SVPWM方法①坐标变换采用的60°坐标系为g-h坐标系，取g轴与α轴重合，逆时针旋转60°为h ⃗⃗⃗⃗⃗⃗ ，坐标系α-β到g-h坐标系的坐标变换公式为：轴，设参考矢量v ref则坐标系a-b-c到g-h坐标系的坐标变换公式为：归一化处理后（矢量坐标整数化），将三电平逆变器的基本矢量变换至g-h坐标系，得到的变换到60°坐标系下三电平逆变器的空间矢量图如图所示：②矢量分区方法扇区的确定方法：空间矢量图可分成6个扇区（A-F），设参考电压矢量在⃗⃗⃗⃗⃗⃗ (v rg,v rh)。

参考矢量所处的扇区的位置可以通过下表60°坐标系中的坐标为v ref判断得到。

小三角形的确定方法：每个扇区可分为4个小三角形，根据下表的简单计算就可确定参考矢量所在的区域。

选取处在参考矢量所在小三角形的三个顶点的矢量作为合成参考矢量的基本矢量。

③矢量作用时间⃗⃗⃗⃗⃗⃗ (v rg,v rh)，在60°坐标系中运用伏秒平衡即可对于一个给定的参考矢量v ref求得各个基本矢量的作用时间或占空比：④输出开关状态的确定设这三个基本矢量则对应的开关状态为则开关矢量为在满足的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基本矢量所对应的全部开关状态。

基于60°坐标系的三电平NPC逆变器SVPWM方法能够很好地实现三电平电压PWM波的输出，其特点是能够将SVPWM算法极大简化，准确地确定参考电压矢量落入的矢量三角形和计算各个基本矢量的作用时间。

➢二极管箝位型五电平逆变器1.拓扑结构单相二极管箝位型五电平逆变器的拓扑结构。

电路由4个等值分压电容、8个IGBT串联构成的开关器件Q1-Q4，Q1’-Q4’，12个箝位二极管组成。

该拓扑结构的原理是：采用多个箝位二极管对相应的功率器件进行箝位，利用多种开关组合来合成所需的不同电平。

输出电压与开关管的关系见下表。

可见，上下桥开关状态互补，即当开关对的其中一只开关导通时，另一只则关断（控制脉冲相反）。

该电路有4个互补对：（Q1、Q1’）、（Q2、Q2’）、（Q3、Q3’）、（Q4、Q4’）。

且在控制过程中，每相电位只能向相邻电位过渡，不允许输出点位的跳变，这和三电平的情况是相同的。

五电平逆变器共有53=125种电压空间矢量,则有5个零矢量，独立的电压矢量为1+1*6+2*6+3*6+4*6=61个， 60°区域小三角形个数为1+3+5+7=16。

钳位二极管S1所需承受的反相电压为Ed/4，而钳位二极管S2所需承受的反相电压确为Ed/2，钳位二极管S3所需承受的反相电压为3Ed/4。

这样,就存在每个钳位二极管所需承受的反相电压不一致的问题。

同理，在下桥臂也存在这种问题。

为此，需在原来的拓扑结构上加以改进。

如果在箝位二极管S2上串联相同等级的二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相电压均为Ed/4；在箝位二极管S3上串联相同等级的2个二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相耐压值也均为Ed/4。

对于下桥臂也采用类似的串联二极管的方法,从而可以解决这类问题。

这样，五电平逆变器的拓扑结构就转变成如图a所示形式。

这种改进方案仍存在一定问题。

例如S10，S11，S6仅仅是简单的串联，但由于二极管开关特性的多样性,以及其参数离散性，可能导致串联二极管上出现过电压,因而需要引入较大的RC缓冲网络，导致整个系统昂贵且体积庞大。

为此，把图a所示的五电平逆变器电路进一步改进成如图b所示的电路。

其工作原理与前面分析的结果类似。

2. 基于60°坐标系的多电平二极管箝位型逆变器SVPWM方法上图是基于60°坐标系的五电平逆变器的电压空间矢量图，坐标变换和扇区判定和三电平相同，不同的是五电平的一个扇区（以A区为例）有1+3+5+7=16个小三角形，确定参考矢量落入矢量三角形的判定方法可参见下表。

输出开关状态的确定和三电平的类似：设这三个基本矢量则对应的开关状态为则开关矢量为在满足的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基本矢量所对应的全部开关状态。

根据这种控制方法，对五电平NPC逆变器进行仿真，得到它的线电压SVPWM 仿真波形。

二、飞跨电容型多电平逆变器优点：1）电平数易于扩展，且控制方式较为灵活；2）有功和无功功率可控；3）可利用大量的开关状态组合的冗余，进行电压平衡控制。

缺点：1）需要大量的箝位电容，m电平逆变器需要（m-1）（m-2）/2个箝位电容，逆变器的可靠性较差；2）功率变换控制电路困难，开关频率和开关损耗较高，且对逆变器的控制算法要求较高。

➢飞跨电容型三电平逆变器1.拓扑结构➢飞跨电容型五电平逆变器1.拓扑结构图为飞跨电容型五电平逆变器拓扑结构。

由4个等值且电位相等的分压电容，8个IGBT串联构成的开关器件Q1-Q4，Q1’-Q4’，和6个箝位电容组成。

电路采用的是跨接在IGBT器件之间的电容代替二极管来进行电平箝位，且各个电容器件所承受电压是直流侧一支电容的电压值。

工作原理和二极管箝位电路相同。

输出电压和开关管开关状态如下表。

可见此电路在输出电压合成方面，功率开关状态的选择灵活性更大。

三、级联型多电平逆变器优点：1）m电平的级联型逆变器，所需独立电源和H桥的个数为（m-1）/2；2）和箝位型逆变器相比，当输出的电平数相同时，所需的元件数目最少，易于实现模块化；3）控制方法简单，每级可以单独控制；4）损耗小，效率高，谐波含量小，能有效减少对电网的污染；5）易采用软开关技术，可以避免笨重、耗能的阻容吸收电路；6）直流侧相互独立，可以解决电压均衡等问题。

缺点：1）四象限运行困难；2）需要多个独立的直流电源。

➢级联型五电平逆变器1.拓扑结构传统的级联型五电平逆变器电路如图所示。

由两个单相全桥逆变单元（H桥）串联而成。

（2H桥：两个两电平半桥逆变器组成的逆变桥；3H桥：两个三电平半桥逆变器组成的逆变桥。

）2H桥级联型三相五电平逆变器的拓扑如图所示。

此电路可以接成星形，也可以接成三角形。

2H桥的数学模型级联型逆变器主电路以2H桥作为基本单元，因此应建立其数学模型。

2H桥单元的等效电路如图所示。

在分析其数学模型前,首先应作以下假设：（l）直流侧为一个恒定直流源，母线电压恒定；（2）采用可以双向导通的全控型主开关器件和反并联二极管，不考虑器件换流过程。

等效电路中的变量定义为:U d、i d分别为直流侧电压和电流；u L、u R分别为2H桥左、右桥臂中点电压与直流侧负极电压之差，即左右桥臂的输出电压；u H、i H分别为2H桥的输出电压与输出电流；S1、S2、S3、S4分别为四个主开关管的开关状态,由相应器件的控制信号决定,其值为1时表示器件导通，为O时表示器件关断。

S L、S R分别为左、右桥臂的状态变量，同一桥臂的两个主开关不能同时导通，因此S L、S R在正常工作时只有1或0两种状态，表示上下桥臂不能同时导通，即S1与S2的控制信号反向, S3与S4的控制信号反向，开关状态与控制信号的对应关系为：即左右桥臂的输出电压分别为2H单元输出电压为直流侧电流为2.控制策略1）三角载波移相PWM（PSPWM）控制法级联型多电平逆变器的控制方法特别是H桥串联的多电平逆变器的控制方法，多采用三角载波移相PWM（PSPWM）控制方法，其基本思想为：对于m电平逆变器，采用m-1个幅值和频率相同、相位相差360/(m-1)的三角波与调制波进行比较，可以生成相对独立的(m-1)组PWM脉冲信号，去驱动(m-1)/2个功率单元，利用各单元的输出叠加形成多电平PWM波形，波形等效开关频率变为原来的（m-1）倍。