自适应阵列天线自适应阵列天线（如图9.3所示）是N 个天线的集合，天线的输出送到加权求和网络，加权值随信号自动调整以减少不需要信号的影响，并增大求和网络输出中所需的信号。

输出信号z 经包络检波并与合适门限α 相比较以发现有用的信号[28][34]～[40]。

自适应阵列天线是前面章节中描述的SLC 系统概念的推广。

我们首先考虑干扰对消及目标增强的基础理论，然后把注意力集中在使用自适应阵列天线来获得超分辨能力，以便有助于ECCM 。

自适应阵列天线的实现与数字波束形成技术有着越来越紧密的联系[41]～[43]。

干扰对消与目标信号增强早在20世纪70年代初期，自适应阵列天线原理就得到非常精确的数学描述[40]。

最佳权矢量的表达式给出基本的结果。

*1ˆS M W-=μ （9.6） 式中，)(T *V V M E =是阵列天线所接收的V （噪声加干扰）的N 维协方差矩阵；S 是N 维矢量，它包含某个方向来的目标信号的采样。

可以看出，式（9.6）和SLC 的方程式（9.3）之间的相似性。

相比于SLC ，自适应阵列天线技术有在消除杂波、箔条和干扰时增强目标信号的能力。

自适应系统以最佳模式分配其自由度（即阵列的每个天线接收的脉冲串）以达到上述目的。

图9.3 自适应阵列方案自适应阵列基本理论的推广包括：（1）目标模型S 未知，而不是在式（9.6）中假设已知的。

（2）除空间滤波外，还采用了多普勒滤波来消除杂波和箔条。

（3）雷达平台如在舰载或机载应用中是移动的。

第9章 电子反干扰（ECCM ） ·359·式（9.6）的最佳滤波的检测概率为[40])/1ln(2,(*1T FA D P Q P S M S -= （9.7）式中，Q (·,·)是Marcum Q 函数，P F A 是预先设定的虚警概率。

可以证明，式（9.6）中的权矢量提供最大的改善因子I f ，它由下式定义：输入端信干功率比输出端信干功率比=f I （9.8） 输入端信干功率比(SNR)I （相对于单个回波脉冲）在天线的输入端测量。

对应于式（9.6）中最佳权矢量的I f 值为[40]I*1T )SNR (S M S -=f I （9.9） I f 比SLC 所采用的对消比更能代表自适应阵列的性能。

事实上，自适应阵列中在消除干扰的同时使有用信号得到积累。

自适应天线的实现仅局限于一些实验系统，为了便于用计算机进行矩阵求逆，转换它们只使用了有限的少数（大约为10个）天线 [44][45] 。

具有大量接收单元的阵列需做某些形式处理上的简化。

一种部分自适应的方法是使用子阵，自适应处理器的输入来自子阵。

必须合理地选择子阵以避免栅瓣 [46][47] 。

全自适应阵列的其他简化形式有确定性空间滤波及仅用相位置零技术。

前者降低干扰可能到来的方向或立体角的副瓣电平，例如零度仰角及相邻区域是干扰最有可能出现的位置，因为干扰机通常是地基的或者距离很远。

权矢量可离线求得，通过假设一个已知协方差矩阵M 并存入存储器，那里有一权矢量“菜单”，供操纵员或自动判决系统使用[48]。

因为把移相器作为波束控制系统的一部分已经实现，所以相位置零技术有吸引力。

如果相同的移相器可以同时用于波束控制和自适应干扰置零，则昂贵的改型就不必要了。

可是，相位置零合成带来分析和计算上的困难，当单元权矢量的幅度和相位都可随意变动时，就不存在上述问题[49][50]。

尽管如此，试验性的系统已获得成功 [51]～[53] 。

超分辨普通天线的分辨力受限于众所周知的瑞利准则，即两个在角度上分开不小于0.8λ/L （以弧度计）的等幅噪声源才可以被分辨，其中λ 代表波长，L 是孔径长度。

当入射波的信号-热噪声之比较大时，自适应阵列天线可获得一个极窄的自适应波束宽度来获得较好的方向估计。

对于ECCM 来说，这是非常重要的， 因为可以获得非常精确的干扰机选通信号，同时有可能测量干扰源强度及得到无副瓣的空间谱方向图。

对干扰机的角度估计可用来在干扰机方向形成波束，并作为自适应干扰抑制的辅助通道[54]。

干扰方向也可用做确定波束置零，特别是主波束置零[55]。

除干扰源方向及干扰源强度外，该技术还可以提供其他信息，如干扰源数目及它们之间的互相关性，这些信息可以用来跟踪及分类干扰源，以便更好地对其作出反应。

W. F. Gabriel 提出并分析了超分辨概念[56]，他和其他后来学者描述了几种不同的方位估计的方法[39][57]～[59]。

其一是最大熵法（MEM ）。

该方法适用于除了信号所在方位外具有全方位接收方向图的Howells-Applebaun 自适应波束形成器。

接收方向图中的零点指出了信号的存在。

因为零点总比天线波瓣尖锐，所以用自适应波瓣可以更精确地测定信号方位，这也就第9章电子反干扰（ECCM）·360·是超分辨。

通过简单的倒置自适应方向图可以得到所需的空间谱方向图。

正如Gabriel所指出的，并不存在一个真实的天线方向图，因为没有线性合成阵列产生的信号以产生一个有尖峰的空间方向图。

它只不过是从一个真实的自适应天线方向图的倒数计算出的一个函数。

超分辨和自适应天线在数学上是相同的，它们使用相同的算法，相同的硬件。

粗略地说，两者之间的区别仅在于，一个是零点向下的方向图（消除干扰的自适应天线），另一个使用零点向上的方向图（干扰的超分辨）。

所能得到的超分辨的程度主要依赖于实现所使用算法的方式。

信号量化所需的精度和各通道之间的匹配程度可与自适应置零的精度和匹配程度相比拟。

收缩式阵列处理器将繁重的计算任务加以分类后处理[60]。

试验指出，分辨极限更多地是由类似于通道不匹配误差的实现因素决定，而不是纯粹由信噪比决定。

在用目前的技术水平来获取各通道间的均衡、偏置补偿和I, Q通道放大均衡等条件下[58]，两个互不相关相互隔开四分之一波束宽度辐射源看起来是超分辨的极限。

多于两个辐射源时,分辨力就会变坏。

9.7 与发射机有关的ECCM不同类型的ECCM与辐射信号的功率、频率、波形的适当使用和控制有关。

对付噪声干扰的最直接办法是加大雷达发射机功率。

这种方法与使雷达天线波束聚焦在目标上的方法相结合可以获得更大的探测距离。

但这样做是有代价的，即当雷达停在某一特定的方向上后，它将不能观察其他应该观察的方向。

另外，该方法对箔条、诱饵、转发器和欺骗式应答干扰等无效。

更有效的方法是，使用复杂的、变化的、不同的发射信号，让ESM和ECM承受最大的负担。

根据方法的不同可分为频率捷变、频率分集或宽瞬时带宽信号[61]～[64]。

频率捷变是指雷达发射频率脉间或脉组捷变。

脉组频率捷变允许多普勒处理，而脉间频率捷变与多普勒处理是不兼容的。

脉间频率捷变波形中每个发射脉冲的中心频率以随机的或固定的方式在大量的中心频率间变化，下一脉冲的频率不可由当前的脉冲预知[65]。

频率分集是指在雷达中使用多个不同频率的互补的发射机，这些频率要么来自一部雷达（如，仰角上多波束雷达在每个波束上使用不同的频率），要么来自几部雷达。

频率捷变和频率分集的目的是，强迫干扰机把能量在雷达带宽上扩展以减小其干扰效果，这相当于减小干扰机的功率密度和由此获得的ECM有效性[15]。

宽瞬时带宽信号在每个发射脉冲内有相当大的频率变化，可以扩展到中心频率的10%。

例如，（1）线性调频信号；（2）频率编码信号；（3）相位编码信号。

频率捷变、频率分集以及瞬时宽带技术代表了ECCM的一种形式，它把信息载体信号在频率、空间、时间上展开以减小被ESM，ARM探测到的概率，并使干扰更加困难。

这些技术适用于波形编码领域[12][29]。

波形编码包括脉冲重复频率（PRF）抖动，PRF参差及发射脉冲整形。

这些技术专门对付欺骗干扰，因为对方不可能知道和预测发射波形的精细结构。

实现脉冲压缩的脉内编码有利于提高雷达探测能力及分辨力。

可以通过检测干扰信号，发现其频谱凹口来选择具有最低干扰电平的雷达发射频率。

在对付脉冲ECM、点噪声、非均匀阻塞噪声时该方法特别有用。

该方法的效果主要依赖于雷达捷变带宽、采集速度，以及对“智能”干扰机的频率跟踪，例如自动频率选择技术（AFS）[64][66]。

另一个减少主瓣噪声干扰的技术是，提高发射频率（相当于增大天线尺寸）以减小天线第9章电子反干扰（ECCM）·361·波束宽度，这样就限制了主瓣干扰的角度区域并提供了一个干扰机方向信号。

通过两到三部空间上分开的雷达所提供的方向信号可以将干扰机定位。

9.8 与接收机有关的ECCM经受了天线ECCM而保存下来的干扰信号如果足够大的话，将使雷达处理链饱和。

其结果导致目标信息的致命性丢失。

宽动态范围（如对数和线性-对数）接收机常用来避免饱和。

也可以使用其他特殊的处理电路以避免饱和，例如快时间常数（FTC）装置、AGC及CFAR[3][15][17]。

但是，严格地讲，这些并非是ECCM技术。

例如，FTC通过防止杂波使显示器饱和来检测大于杂波的信号，但它不能提供杂波中可见度。

AGC使雷达在其动态范围内工作，防止系统过载，并进行适当的归一化处理，使标准的信号幅度出现在雷达距离、速度和角度处理—跟踪电路中。

由于自动化系统中计算机的限制，必须使用CFAR。

它通过降低雷达检测所需目标的能力来防止计算机过载。

总之，这些技术在雷达中是必需的，但并非用来进行电子战。

对数接收机指在指定范围内其视频输出信号与射频输入信号的包络成对数关系，当存在强度可变的干扰、噪声、云雨、杂波和箔条时，防止接收机过载。

它可以使雷达能探测到比干扰、噪声、箔条、杂波干扰更大的目标回波，而一般的小动态范围线性接收机由于在中等噪声电平时已饱和而不能检测到目标信号。

它的不利之处在于，对低电平干扰信号的放大大于对高电平目标信号的放大，降低了信干比，并使低电平噪声干扰机更有效。

另一个不利之处是对数特性将扩展回波频谱，使得MTI及脉冲多普勒处理更加困难[13][15]。

当输入信号幅度大时，线性-对数接收机输出信号幅度正比于射频输入信号幅度的对数，幅度小时输出信号幅度正比于射频输入信号幅度。

它可获得比对数接收机更好的性能[15]。

限幅器也可以用来反干扰。

它们是非线性无记忆器件，可斩去大幅度的干扰信号。

Dicke-Fix接收机可以对付高扫频速率CW干扰和扫频点噪声干扰[15][67]。

Dicke-Fix（宽-限-窄）接收机包括一个宽带中频放大器、一个放在窄带中频放大器之前的限幅器。

宽带放大器能从扫频干扰的影响中迅速恢复，限幅器抑制掉干扰信号。

它们对窄带目标信号没有明显影响，由与信号匹配的窄带滤波器对窄带目标信号进行积累。

9.9 与信号处理有关的ECCM数字相参信号处理对杂波及箔条干扰有很好的抑制作用[68]，它是由运用相参多普勒处理技术于固定或自适应MTI而得到的启发。