第三章 放大电路基础
4） 电路优缺点 (1) 易起振, 输出电压较大。 由于采用变压器耦合, 易满足阻抗匹配的要求。 (2) 调频方便。 一般在LC回路中采用接入可变电 容器的方法来实现, 调频范围较宽, 工作频率通常在几兆 赫左右。 (3) 输出波形不理想。 由于反馈电压取自电感两 端, 它对高次谐波的阻抗大, 反馈也强, 因此在输出波形 中含有较多高次谐波成分。 振荡电路 2. 电感反馈式LC振荡电路 1) 如图7.9所示是电感反馈式LC振荡电路, 又称 哈特莱振荡电路。
AF =1
⋅ ⋅
经过放大电路产生的相移φA和反馈网络的相移φF之和 为0, 2π, 4π, …, 2nπ, 即
第三章 放大电路基础
φA+φF=2nπ(n=0, 1, 2, 3, …)
称为相位平衡条件。
（7.3）
. Uo
O
t
a
起振
b
稳幅
c
图 7.3 自激振荡的起振波形
第三章 放大电路基础
正弦波振荡的形成过程 ３. 正弦波振荡的形成过程 放大电路在接通电源的瞬间, 随着电源电压由零 开始的突然增大, 电路受到扰动, 在放大器的输入端产 生一个微弱的扰动电压ui, 经放大器放大、 正反馈, 再 放大、 再反馈……, 如此反复循环, 输出信号的幅度很快 增加。 这个扰动电压包括从低频到甚高频的各种频率 的谐波成分。 为了能得到我们所需要频率的正弦波信 号, 必须增加选频网络, 只有在选频网络中心频率上的 信号能通过, 其他频率的信号被抑制, 在输出端就会得 到如图7.3的ab段所示的起振波形。
第三章 放大电路基础
Rf
C
C
C
R
－ ＋
∞ ＋ ＋ . Uo －
R
R
图 7.7 RC超前型移相式振荡电路
第三章 放大电路基础
由于集成运算放大器的相移为180°, 为满足振荡 的相位平衡条件, 要求反馈网络对某一频率的信号再移相 180°, 图7.7中RC构成超前相移网络。 正如所知, 一节
RC电路的最大相移为90°, 不能满足振荡的相位条件; 二
扩音机 扬声器 话筒
图 7.1 自激振荡现象
第三章 放大电路基础
2. 自激振荡形成的条件 可以借助图７.２所示的方框图来分析正弦波振 荡形成的条件。
2 . Ui S 1 . ＋ Uf － ＋ . Uid －
放大电路
＋ . A . Uo －
. F
仅馈电路
图 7.2 振荡电路的方框图
第三章 放大电路基础
F= 32 + (
将f0 的表达式代入模值和相角的表达式, 并将角
f f − 0 )2 f0 f f f0 − f0 f 3
ϕ F = − arctan
第三章 放大电路基础
根据上式可作出RC串并联网络频率特性如图7.5所示。
F 1 3
0
f0
f
ϕF
＋90°
0
f0
f
－90°
图 7.5 RC串并联网络的频率特性
⋅ ⋅ 就可调节反馈电压的大小。 当满足|A F |>1的条件时, 电路 便可起振。
第三章 放大电路基础
3） 振荡频率 1 1 fo = = 2π LC 2π ( L1 + L2 + 2 M )C
（7.9）
L2
上式中, L1+L2+2M为LC回路的总电感, M为L1与
间的互感耦合系数。 4） 电路优缺点 (1) 由于L1和L2之间耦合很紧, 故电路易起振, 输 出幅度大。 (2) 调频方便, 电容C若采用可变电容器, 就能获得 较大的频率调节范围。
＋UCC T (＋) RL (＋) (－) (＋) C1 Rb2 Re ＋ Ce (＋) L2
V、Rb1、Rb2、Re、 Ce、C1组成共射 放大电路
Rb1
C
L1
L3
V
L2：反馈线圈 引入正反馈
图 7.8 变压器反馈式LC正弦波振荡电路
第三章 放大电路基础
２） 振荡条件 （1） 相位平衡条件。 为了满足相位平衡条件, 变压器初次级之间的同名 端必须正确连接。 电路振荡时, f=f0, LC回路的谐振阻抗是纯电阻性, 由图中L1及L2同名端可知, 反馈信号与输出电压极性相 反, 即φF=180°。 于是φA+φF=360°, 保证了电路的正 反馈, 满足振荡的相位平衡条件。 对频率f≠f0的信号, LC回路的阻抗不是纯阻抗, 而 是感性或容性阻抗。 此时, LC回路对信号会产生附加
=
1
其模值
相角
1 3 + j (ωRC − ) ωRC ⋅ 1 F= F = 1 2 2 3 (ωRC − ) ωRC 1 ωRC − ωRC ϕ F = − arctan 3
F=
⋅
1
第三章 放大电路基础
令 即
ω 0 = 2πf 0 =
f0 = 1 2πRC
1 RC
频 率ω变换为由频率f表示, 则1
⋅
⋅
⋅
R2 ⋅ U2 Z2 1 + jωC2 R2 = F= ⋅ = R2 Z1 + Z 2 R + 1 + U1 1 jωC1 1 + jωC2 R2
⋅
第三章 放大电路基础
R1 C2 1 (1 + + ) + j (ωR1C2 − ) R2 C1 ωR2C1 在实际电路中取C1=C2=C, R1=R2=R, 则上式可简化为
第三章 放大电路基础
那么, 振荡电路在起振以后, 振荡幅度会不会无 休止地增长下去了呢？这就需要增加稳幅环节, 当振荡 电路的输出达到一定幅度后, 稳幅环节就会使输出减小, 维持一个相对稳定的稳幅振荡, 如图7.3的bc段所示。 也就是说, 在振荡建立的初期, 必须使反馈信号大于原 输入信号, 反馈信号一次比一次大, 才能使振荡幅度逐 , , 渐增大; 当振荡建立后, 还必须使反馈信号等于原输入 信号, 才能使建立的振荡得以维持下去。
节 RC 电 路 的 最 大 相 移 可 以 达 到 180°, 但 当 相 移 等 于 180°时, 输出电压已接近于零, 故不能满足起振的幅度 条件 。 为此, 在图7.7所示的电路中, 采用三节RC超前相 移网络, 三节相移网络对不同频率的信号所产生的相移是 不同的, 但其中总有某一个频率的信号, 通过此相移网络 产生的相移刚好为180°, 满足相位平衡条件而产生振荡, 该频率即为振荡频率f0。
第三章 放大电路基础
第7章 波形发生电路 章
7.1 正弦波振荡电路 7.2 非正弦信号发生器 7.3 集成函数发生器8083简介 集成函数发生器8083简介 7.4 压控振荡器
第三章 放大电路基础
7.1 正弦波振荡电路
7.1.1 正弦波振荡电路的基础知识 1. 自激振荡现象 扩音系统在使用中有时会发出刺耳的啸叫声, 其 形成的过程如图7.1所示。
第三章 放大电路基础
当 f=f0时, 电压传输系数最大, 其值为: F=1/3, 相 角为零, 即φF=0。 此时, 输出电压与输入电压同相位。 当f≠f0时, F<1/3, 且φF≠0, 此时输出电压的相位滞后或 超前于输入电压。 由以上分析可知: RC串并联网络只 在 f=f0=1/2πRC 时, 输出幅度最大, 而且输出电压与输 入电压同相, 即相位移为零。 所以, RC串并联网络具有 , , 选频特性。
第三章 放大电路基础
相移, 造成φF≠180°, 那φA+φF≠360°, 不能满足相位 平衡条件, 电路也不可能产生振荡。 由此可见, LC振荡 电路只有在f=f0这个频率上, 才有可能振荡。 （2） 幅度条件。 为了满足幅度条件AF≥1, 对晶体管的β值有一定要 求。 一般只要β值较大, 就能满足振幅平衡条件。 反馈 线圈匝数越多, 耦合越强, 电路越容易起振。 1 f ≈ f0 = （7.8） 2π LC
＋ Z1 . U1 Z2 － R2
R1 C1 ＋ C2 . U2 －
图 7.4 RC串并联网络
第三章 放大电路基础
抗 用Z2表示, 那么 Z = R + 1 1
设R1、 C1的串联阻抗用Z1表示, R2和C2的并联阻
1 jωC1
Z2 Z2 = 1 + jωC2 R2
输出电压U 2与输入电压 U1之比为RC串并联网络传输系数, 记为 F , 则
由此可见, 自激振荡形成的基本条件是反馈信号
⋅ ⋅ 与 U f =Ui 输入信号大小相等、 相位相同, 即 ⋅ ⋅ 可得 AF =1
,而
U f = A F Ui
⋅
⋅
⋅
(7.1)
⋅ ⋅
这包含着两层含义: （１） 反馈信号与输入信号大小相等, 表示 U f = U i 即 （7.2） （２） 反馈信号与输入信号相位相同, 表示输入信号
RC正弦波振荡电路结构简单, 性能可靠, 用来产生 几兆赫兹以下的低频信号, 常用的RC振荡电路有RC桥式
振荡电路和移相式振荡电路。 1. RC桥式振荡电路 桥式振荡电路 桥式振荡电路 1） RC串并联网络的选频特性 RC串并联网络由R2和C2并联后与R1和C1串联组成, 如图7.4所示。
第三章 放大电路基础
第三章 放大电路基础
求。 其中, Ｖ1、 Ｖ2和R2是实现自动稳幅的限幅电路。 1 f0 = （7.5） 2πRC 2．RC移相式振荡电路 ． 移相式振荡电路 移相式振荡电路 电路如图7.7所示, 图中反馈网络由三节RC移相电 路构成。
Rf Au = 1 + R1 只要适当选择Rf与R1的比值, 就能实现Au>3的要
第三章 放大电路基础
由上述分析可知, 起振条件应为
AF >1
⋅ ⋅
（7.4）