软件无线电信道化接收机模型的研究课程名称：数理统计院 (系) ：计算机与通信学院学号： S0*******姓名：许名松2009年6月26日软件无线电信道化接收机模型的研究摘要：本文首先分别就单通道软件无线电接收机数学模型和并行多通道软件无线电接收机数学模型进行了分析。

在此基础上，再针对软件无线电接收机存在的主要问题提出了软件无线电信道化接收机模型的概念，并且构建了复、实信号多相滤波器组信道化接收机数学模型。

最后还对实信号多相滤波器组信道化接收机数学模型进行了仿真。

关键词：软件无线电接收机，软件无线电,数学模型1.软件无线电的三种结构形式在软件接收机的前端，A/D 起着关键作用，因为A/D 不同的采样方式决定了射频处理前端的组成结构，也影响了其后DSP 平台的处理方式和对处理速度的不同要求；而且A/D 的性能也严重制约整个软件无线电性能的提高。

对应A/D 对射频模拟信号的不同采样方式，我们可以总结出图1所示的四种典型的软件无线电结构：全宽开射频低通采样软件无线电结构、射频直接带通采样软件无线电结构、中频低通采样软件无线电结构、宽带中频带通采样软件无线电结构，后两种结构很相似归一为图1c ）由于软件无线电的工作频段位于0.1MHz~2GHz 之间，射频全宽开的低通采样软件无线电结构对于某些工作频段较高的场合显然是不适用的。

若最高频率f max ＝2GHz ，考虑到前置超宽带滤波器的矩形系数r ＝2时，即使允许过渡带混叠，最低采样速率也应满足：f s ≥(r+1)f max ＝6GHz如此高采样速率的ADC 和DAC 目前显然是无法实现的，尤其是当需要采用大动态、多位数器件时就更加困难。

而且对这种前端完全宽开的软件无线电，即前置滤波器带宽为整个工作带宽，由于同时进入接收通道的信号数大幅度上升，对动态范围的要求就更高，给工程实现带来了极大的难度。

所以，射频全宽开的低通采样软件无线电结构一般只适用于工作带宽不是非常宽的场合，例如短波HF 频段(0.1MHz ～30MHz)或者是超短波VHF图1.1a ） 射频全宽开低通采样软件无线电结构频段(30MHz～100MHz)，尤其是HF频段，根据目前的器件水平采用这种结构来实现是有可能的，因为此时要求A/D变换器的采样速率为100MHz以内，目前14位的A/D已基本达到了这个要求。

图1.1b）射频直接带通采样软件无线电结构基于带通采样的射频宽开软件无线电结构，采用带通采样原理，使用一个主采样频率，若干个“盲区”采样频率来实现对整个工作频段的采样数字化。

它的特点是采样速率不高，对A/D及后续DSP的要求比较低，但从硬件结构来看却非常接近于理想的软件无线电。

而且整个前端接收通带并不是全宽开的，而是先由窄带电调滤波器选择所需的信号，然后进行放大，再进行带通采样，这显然有助于提高接收通道信噪比，也有助于改善动态范围。

这种结构的缺点是要求A/D器件要有足够高的工作带宽，或者说A/D中采样保持器及放大器的性能要高，而目前10位以上的A／D也只能工作在1GHz左右。

另外，窄带电调滤波器也是这种结构的软件无线电的关键部件，虽然已有商品上市，但其工作带宽还不够宽，如果要求工作带宽很宽(如0.1MHz～2GHz)则必须分几个，十几个分频段来实现，实现起来还是有相当难度的。

该结构另一个缺陷就是需要多个采样频率，增加了系统的复杂度。

把图1b)与图1a)比较可见，两者的最大不同点是前置滤波器的差异，前者采用了窄带电调滤波器，而后者是宽带滤波器；另外就是A/D的采样速率不一样，前者为中高速采样(100MHz以内)，而后者为超高速采样，取决于最高工作频率。

最后就是对DSP 的处理速度要求不一样，前者要求低，后者要求高，如果要求工作带宽很宽，后者往往是无法实现的。

由以上分析可以看出，射频直接带通采样的软件无线电结构实现起来要容易得多，可行的多。

中频低通采样软件无线电结构和射频宽开的低通采样无线电结构一样，在工作频段较高的情况下，要求ADC有足够高的采样速率；在工作频段较低的情况下，又需要复杂的射频前端电路。

所以和中频带通采样软件无线电结构相比，就明显处于劣势。

f0＝(2n+1)f s/4图1.1c）宽带中频带通、低通采样软件无线电结构宽带中频带通采样软件无线电结构与常规的超外差无线电台是类似的，但两者的本质区别是中频带宽不一样。

常规电台的中频带宽为窄带结构，而软件无线电的中频带宽为宽带结构。

由于中频带宽宽不仅使前端电路（如本振等）设计得以简化，信号经过接收通道后的失真也小，而且与常规窄带超外差电台相比，这种宽带中频结构再配以后续的数字化处理，使其具有更好的波形适应性，信号带宽适应性以及可扩展性。

这种软件无线电的缺陷是射频前端(ADC前、DAC后的模拟预处理电路)比较复杂，它的主要功能是把射频信号变换为适合于A/D采样的宽带中频信号或把D/A输出的宽带中频信号变换为射频信号。

然而通过相对复杂的射频前端把高频信号变换为中心频率适中、带宽适中的宽带中频信号后，给后续的A/D采样数字化大大减轻了负担。

这与前两种软件无线电结构相比不仅不需要第一种结构所要求的超高速采样，也不要求第二种结构所需的高精度、高工作带宽所要求的采样保持放大器，使A/D转换电路的设计大大简化，这是射频前端复杂性所带来的好处。

在A/D器件无法满足要求的情况下，增加一点复杂性也是值得的，况且这种宽带射频前端与窄带超外差前端相比还是相对要简单一些，无疑是近期软件无线电一种较可行的设计方案。

宽带中频带通采样软件无线电结构的等效数字谱：软件无线电前端不同的A/D采样方式决定了不同的软件无线电接收机的结构，但采样后的数字谱均可等效为总带宽为f s/2的基带谱，是中心频率为f s/4的非零中频信号，其中f s为ADC采样速率，有效带宽为B0，接收机采样后数字谱结构如图1.2所示。

2.软件无线电接收机数学模型软件无线电接收机的数学模型主要包括单通道软件无线电接收机数学模型和并行多通道软件无线电接收机数学模型两部分内容。

单通道软件无线电接收机模式，即在同一时刻只能接收所选择的一个信道的信号进行接收解调分析，不能同时接收多个信号。

单通道软件无线电接收机后端的典型结构如图2.1所示，经接收机前端采集的数据继续要进行下一步的信号检测、同步获取、解调、解密、纠错、网络管理等处理过程。

由于在当前器件水平下，DSP 的每秒运算量难以满足直接进行后续处理的要求，所以需要有关键的预处理部分，即数字下变频部分（Digital Down Converter ）。

其功能是将高速中频信号转变成低速基带信号，以解决DSP 平台处理速度有限所导致的困难。

2.1 单通道软件无线电接收机数学模型单通道软件无线电接收机模式，即在同一时刻只能接收所选择的一个信道的信号进行接收解调分析，不能同时接收多个通道的信号。

单通道软件无线电接收机后端的典型结构如图2.2所示，经接收机前端采集的数据要继续进行下一步的信号检测、同步获取、图1.2软件无线电接收机采样数字谱结构图fs s DDC射频部分数字部分图2.1 典型的软件无线电接收机解调、解密等处理过程。

由于软件无线电功能全部由软件实现，因此运算量很大。

例如中频的数字处理：12.5MHz 的移动蜂窝波段用30.72MHz 采样率采样，将频率搬移、滤波和抽取，对每个样本至少要作100次以上操作，这等于3000MIPS 的处理要求。

但价格适宜、实际可用的DSP 一般只有几百MIPS ，因此需要采用数字下变频(Digital Down Converter ，DDC)技术，其功能是是将高速中频信号转变成低速基带信号，以解决DSP 平台处理速度有限所导致的困难。

数字下变频的基本功能是从输入的宽带高速数据流的数字信号中提取所需的窄带信号，将其下变频为数字基带信号，并转换成较低的数据流，数字下变频的基本模型如图2.3所示。

高速ADC 的输出信号送入数字下变频器，经带通滤波器滤除其它干扰信号，然后在中频直接处理或先频谱搬移到基带再进行信号的解调、解码处理。

仅对ADC 输出的数据进行带通滤波所耗费的运算量就特别大，如信号的数字化采样率为30.72MHz ，滤波器为33阶FIR 滤波器，则滤波操作需要1013M 次乘法和980M 次加法，常规DSP 难以承受。

所以通常用专用集成芯片，如HSP50016来实现，但专用芯片的成本较高，而且灵活性较差。

基于多相滤波的数字下变频处理器结构，使其运算量减少到原来的1/D ，则通常的DSP 就可以完成这一计算任务。

图2.2 典型的单通道软件无线电接收机(n )(n )图2.3 单通道软件无线电接收机的数学模型图2.3中，采样后的调制信号S (n )经过正交混频、低通滤波后得到同相和正交分量。

要注意，低通滤波器的通带截止频率f P 应为I (n )和Q (n )的频谱分量中的最高频率；而其阻带截止频率f A 应小于信道间隔的一半，以消除邻道干扰的影响。

滤波后的同相和正交分量的带宽由f s /2变为f A ，且f A <<f s /2，因而可以对I (n )和Q (n )进行D ＝f s /2f A 的抽取来降低数据率，从而减轻后续信号处理的负担。

可以看出，低通滤波器和后续的抽取器构成了一个标准的抽取系统，可以根据变采样率系统结构的互易性进行系统分析，由此对FIR 低通滤波器进行多相分解。

设滤波器为r 阶，其传输函数为：∑--=1)()(r n n z z h z H (2.1)令r ＝Di ，i 为整数，则该低通滤波器的多相表示为：()∑∑∑∑---=----=---=-=-++++++=1101111)())(1())(1())(0()(r nkD k i n n D D i n nD i n nD z zE z D nD h z znD h zz nD h z H (2.2)此时E k (z D )是H (z )的多相分量，其表达式为：10,1,k ))(()(10-=+=∑-=-D z k nD h z E i n n D Dk (2.3)根据多相滤波结构原理,将滤波器多相分量与抽取操作进行互换,则滤波器的滤波操作运算量减少到原来的1/D 。

在数字下变频处理中，可先将ADC 的输出数据分成D 段存储，然后将D 段输入数据经过数字混频器完成频率搬移。

接下来，根据数字下变频的子带选择的要求，确定低通滤波器的单位冲击响应H (z )，并根据选择的子带的频带宽度、带内平坦度、滚降和对临近子频带的抑制等要求，选择抽取比D 、滤波器阶数N 和相应的窗函数。

再根据式(2.3)进行多相分解，得到H (z )的多相分量，然后再进行求和操作即可。

另外，若软件无线电接收机前端为带通采样结构，则通过第二章的推导可以得到图2-4所示的多相滤波正交处理结构，但要求A/D 的采样频率f s 精确满足带通采样定理，然后通过正交滤波得到采样率减半的同相和正交分量，且省去了两个正交本振信号。