简易直流电子负载（C题）【本科组】摘要本系统以STM32F103VET6为控制核心，采用D/A TLV5616控制运放LM358驱动N沟道增强型P-MOSFET CSD17505Q5A，通过负反馈实现直流电子负载的恒流工作模式。

同时采用电流并联检测芯片INA282将电流反馈至MCU，通过A/D 采样检测实际电流与D/A设定电流的差值，利用PID控制实现无净差控制，提高了电流控制的精度。

其中PID参数通过遗传算法进行自整定，预设了一组较优PID参数，在实际高精度测量中，也可以通过重新整定更新PID参数。

系统工作电压范围0.2-18V，电压分辨率为0.5mV，精度恒为±0.25mV，工作电流范围0-1000mA，分辨率0.2mA，精度恒为±0.1mA，在满足设计要求的情况下具备了很高的恒流精度。

另外，通过对继电器的控制，实现了过压保护与自恢复功能，还具备声光报警等实用功能。

在大功率的应用需求中，本系统可以通过多个P-MOSFET并联扩流很方便的实现。

同时在不改变电路的情况下，通过软件更新还可实现直流电子负载的恒阻和恒功率方式运行。

关键词：直流电子负载；恒流模式；高精度高分辨率；PID参数自整定一、系统方案本系统主要由MCU控制模块、恒流模块、电压采样模块、电流采样模块、A/D D/A 转换模块、电源模块组成，下面分别就这几个模块进行方案论证及选择。

1.1电子负载及恒流方案的论证与选择本题要求制作一台恒流（CC）工作模式的简易直流电子负载。

即在电压输入低于18V的情况下，实现100mA~1000mA的恒流工作控制。

方案一：传统电子负载。

运用传统的电子负载设计方式，利用电力电子器件的特性，通过分析等值电路，用电力电子元件搭建电子电路来模拟负载，可以实现定电流特性。

但传统方案调节不够方便、精确。

方案二：PWM控制型电子负载。

单片机输出一定占空比的PWM控制信号，控制功率电路MOS管的导通和关断时间，让功率消耗在串接的电阻上，来获得实际所需的工作电流、电压。

电路中的检测电路为电压、电流负反馈回路，通过A/D采集到单片机，与预置值进行比较，作为单片机进一步调节PWM占空比的依据。

此方案开关管工作在开关状态，损耗小，发热低，但电路纹波较大，不利于实现恒流负载的精确控制。

图1 PWM控制型电子负载方案三：能量回馈型电子负载。

待测电源通过DC/DC升压电路变换为高压直流电，再通过逆变变为交流回馈到电网。

此方案能实现电能的再生利用，多用在大功率的直流电子负载上。

在小功率、低电压直流电子负载中应用此方案，DC/DC部分要完成将低压电能变为可供逆变器输入的高压，输入端的低压大电流、输出端的高压低电流导致设计难度变大，且采用逆变方案节省的能量也很有限，性价比很低。

图2 能量回馈型电子负载方案四：线性控制方式电子负载。

通过控制功率管的电流大小，把能量损耗在功率管上，电子负载工作的最大功率受开关管消耗功率的限制，但本题只要求最大18W的功率，因此采用功率管来实现较容易。

由于采用了工作在线性区的功率半导体器件作为电能消耗的载体，使得负载的调节和控制易于实现，能达到很高的调节精度和稳定性。

同时通过灵活多样的控制和调节方法，不仅可以模拟实际的负载情况，还能模拟一些特殊的负载波形曲线，测试电源设备的动态和瞬态特性。

同时此方案也可以在不改动硬件的情况下，软件实现恒阻与恒功率运行模式。

综合以上四种方案，本设计选择方案四。

1.2 功率管的论证与选择方案一：采用功率双极性三极管。

双极性三极管属电流控制型器件，在控制变化速度上较慢，其次，晶体管具有负温度系数，温度越高，导通电压越大，热稳定度较差，同时晶体管还受到“二次击穿”效应的限制。

方案二：采用N沟道增强型P-MOSFET。

MOS管具有正温度系数，当结温升高时通态电阻增大，有自限流作用，所以功率MOSFET热稳定性好，并且在做功率扩展时便于多功率MOS管并联分流。

综合以上两种方案，本设计选择方案二。

1.3 电压采样方案的论证与选择方案一：采用普通大电阻分压。

稳定度较差，受温度漂移的影响。

方案二：采用高线性度模拟光电耦合器HCNR200。

利用HCNR200可以隔离模拟信号，同时具有良好的稳定度，线性度，频带宽和低成本特性。

综合以上两种方案，本设计选择方案二。

1.4 电流检测方案的论证与选择方案一：采用TI公司的差动运放芯片INA143。

差动放大器通过衰减输入信号并相减来实现高共模信号的抑制，测量速度较慢，适合平均电流的测量，并且由于输入级分压电阻网络的原因，“漏电流”大，在如此高精度的测量中，将会容易影响测量精度。

方案二：采用TI公司的电流检测放大器芯片INA282。

电流检测放大器通过高耐压的晶体管输入级和电阻将电压转化为电流，进行电流的相减，再通过第二级放大并转化为电压信号(或不转化)再输出，测量速度快，能测量瞬时电流，并且有很高的输入共模抑制比（CMRR）。

方案三：采用Allegro公司的带2.1kVRMS电压绝缘的、基于霍尔效应的线性电流传感器。

此方案不会引起干扰或引入插损，但成本相对比较昂贵，而且容易产生非线性效应和温度系数误差。

因此磁场检测方法通常局限于能够承受与无插损相关的较高成本的应用。

另外，此处的工作电压最大只有18V左右，不必要采用高电压的电压绝缘。

综合考虑采用方案二。

1.5 A/D、D/A转换的论证与选择方案一：采用MCU片内A/D、D/A。

主控方案采用STM32F103VET6，片内自带12位A/D与D/A，精度较低。

方案二：采用片外ADS1115、TLV5616。

ADS1115 是具有16 位分辨率的高精度模数转换器(ADC)，具有内部可编程增益放大器（PGA）、比较器，能方便的实现丰富的控制功能与高精度测量。

TLV5616控制方便，其电压输出范围= 2倍基准电压，在使用外部2.048V并联电压基准时可以方便的实现1mV/步进量的控制。

考虑本题对精度的较高要求，采用方案二。

1.6 整体方案描述如图3所示。

通过触摸液晶显示屏和辅助控制键盘对STM32F103VET6进行设置，通过D/A的恒流电路的恒流电路进行恒流控制，经过ADS1115采集到的电流进行闭环PID控制（PID的参数提前通过遗传算法整定，也可后期整定更新），使电流稳定在设定的值。

而电压采样跨接在整个直流电子负载输入端，一旦检测到电压大于18V，立即切断直流电子负载正极处的继电器，切断电子负载与被测电源构成的环路，完成过压保护，同时通过灯光闪烁与蜂鸣器报警，当电压低于18V时自动恢复电路功能。

图3 系统总体框图二、理论分析与计算2.1电子负载及恒流电路的分析2.2.1 恒流电路分析用一个运算放大器、功率MOSFET和外部电阻可以实现简单的、高质量的恒流电路。

其核心实质是一个电流取样的负反馈控制环，采样电阻（康铜丝）上的电压降通过负反馈保持电流恒定，P-MOSFET在这里既作为电流控制器件同时也作为被测电源的负载，工作在线性区。

为了更进一步的提高控制精度，同时通过并联电流检测芯片INA282检测电流大小，反馈到A/D，MCU通过PID进行闭环控制。

为了保证PID良好的控制特性，对PID参数采用遗传算法进行自整定，在200代进化参数中找到最优值。

反馈使采样电阻R14（见图4）端的电压通过D/A设定，进入到运算放大器同向输入端的值Vin+，得到对应的电流为：I=Vin+/R14（2-1）为了直流电子负载具有较强的带载能力（即在较小的电压下就能达到1A的最大带载电流），电阻R的取值不能过大，在此取0.1Ω的康铜丝。

由公式（2-1）可知，I=1A 时，Vin+=0.1V，由于电压太小导致D/A控制的精度太低，故在反馈中引入了同相放大负反馈电路。

设反馈的放大倍数为k，得到修正后的电压、电流关系为：I=k*Vin+/R14（2-2）由公式（2-2），假设运放同相输入端电压为3.6V时（D/A满量程输出为4.096V，此处留有一定余量），对应电流为1A，可知反馈处的同相放大倍数k=36。

运放的反馈电阻必须足够大，以便不会使输出过载；但也不能太大，使输入偏置电流产生较大的失调，反馈网络的高阻抗也增加了干扰信号的电容检波的易感性和杂散电容的负载效应，因此取同相放大器反相输入端电阻R1=10kΩ，又由电压放大倍数k=36，同相放大电压增益公式：Av =1+R17/R16（2-3）得R17=350kΩ。

另外考虑到运放的输入偏置电流，确保两个输入端的直流驱动电阻相同，即在反馈回路运放的同相输入端接入点阻R13=R17//R16=9.7kΩ。

2.2.2 恒流模式分辨率分析由2.2.1的分析可知，D/A输出3.6V时恒流电流为1000mA，在采用12位D/A TLV5616的情况下，电流分辨率D=(1000mA*4.096V)/(3.6V*212)=0.278mA<10mA，远远超过了题目的要求。

同时100mA~1000mA的设置精度都为±0.5D=±0.139mA，即在电流I=100mA~1000mA时，精度为0.139%~0.0139%<1%，也远远超过了题目的要求。

2.2.3 P-MOSFET选型分析由方案论证的分析可知，选用N沟道增强型P-MOSFET作为功率管。

题目要求被测电源设备输出电压0~18V可调，因此选用V DS>=25V的P-MOSFET。

要保证要直流电子负载具有较强的拉载能力（保证对低电压大电流电源的测量），除了保证2.2.1恒流电路的分析中的采用小电阻R（即在电流1A的情况下电阻R上只有0.1V的压降），还要保证P-MOSFET能够在很小的电压下达到1A的电流。

假设电子负载最低工作电压为0.2V，除去电阻R上分压的0.1V，V DS=0.1V，即要求选用能在V DS=0.1、V GS=10.5V （运算放大器LM358在V S =12V电源电压下能输入的最大电压V OH=V S-1.5V）下达到1A的电流的P-MOSFET。

CSD17505Q5A是TI公司的生产的N沟道功率MOSFET，具有V GS（th）=1.3V，R DS = 3.7 mΩ的典型值，由芯片资料中的V DS-I DS特性可知，在V DS=0.03V、V GS=6.0V （on）的情况下就能达到10A的电流，能够达到要求。

2.2.4 P-MOSFET散热分析采用线性控制方式电子负载，最大的问题就是把能量全部损耗在了功率管上，在18V、1A的情况下馆子耗散的功率达到了大约18W，因此需要对功率管允许的最大耗散功率进行计算，若小于18W，则应增加辅助散热措施。

设定环境温度T A=40℃，查阅PDF得CSD17505Q5A最大连续工作温度T J=150℃，从结到管壳的热阻为RθJC=1. 3℃/W，从管壳到环境的热阻为RθJA=50℃/W，由功率耗散公式：P D*RθJA=T J-T A （2-4）得最大耗散功率P D= (T J-T A)/ RθJA=2.144W<18W，因此必须在芯片上加装散热片。