有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
有源钳位正激电路的原理图如下所示：下面分七个阶段分析其工作过程：(1)t0～t1：向负边传输能量阶段t=t0时刻使T1导通，T2处于关断阶段，则D1导通，变压器原边向副边传输能量，同时激磁电感L m上的电流以斜率U i/L m线性上升。
(2)t1～t2：C ds充电阶段t=t1时，T1被关断，激磁电流i L m与变压器原边电流I c/N同时对C ds 充电。
由于变压器原边电流远远大于激磁电流，电容C ds主要由原边电流I o/N充电，可近似认为其端电压u d 漏源。
(3)t2～t3：D2续流阶段t=t2时，u ds＝U i，D1关断，D2续流。
又由于C ds很小，充电时间 t12=t2-t1很短，可近似认为激磁电感电流I m1在这段时间内维持不变。
(4)t3～t4，L m与C ds谐振阶段t2时刻以后，变压器不再向负载传送能量，原边电流下降为0，L m与C ds串联谐振，等效电路如图1-4(d)所示。
I L m与u ds的本阶段的变化规律为：i Lm=I m1cos ωt(5) t～t4，L m与C c谐振阶段D2关断,L m与C ds，C c 共同谐振。
由于C c 远远大于C ds，为简化分析，可忽略C ds的作用，近似认为L m与Cc 。
(6)t5～t6，L m与C ds再谐振阶段T2关断以后激磁电感L m与C ds再次串联谐振，其等效电路与阶段(3)相同，但由于处始条件不同，其变化规律也不同.(7)t6～t7，u ds下降阶段t=t6时刻，u ds下降到U i，D1开通，D1与D2共同导通期间为i m在副续流提供了路径，如u ds可下降到零时，则为T1的开通创造了Z VS的条件。
带Flyback 箝位电路的有源箝位正激变换器的原理波形 经小信号建模得到其等效模型如下图所示：(//)*/Uo D n Vd Ug Ug D Ron n Rl Rd R -=+++本电路要求的设计指标要求如下：输入电压：18—32v输出电压：100v输出功率：1kw效率值：不小于0.93. 变压器的设计(1) 占空比和变压器变比的确定n = 18 ⨯ 32 (18 + 32)(100 + 10) = 0.1047 可得出最大占空比为：0.1047（100+10）0.64D max = =0.64 18 (2) 磁芯的选取Pi=100*10/0.9=1111w铁芯窗口面积 W 与其有效截面积 A c 之积 AP=W A c当考虑绕组线圈所占面积应于窗口面积相等，而实际占有率为 35%时， AP 值可计算如下：AP=16.71cm 4查阅磁芯有关的资料，可选用2—75EI 磁芯(3) 计算原边绕组的匝数，有下式算出：Np=18*0.64/2.72*0.15*50*1000=5.7匝，取其为6匝，则取Ns=60匝(4) 股数和线径的计算可以得出原边的股数 r 1 > 21.825 = 10.5 3.14取 r 1 = 11 。
则导线的直径为：1 d wp = 11 4 ⨯ 21.825 = 0.479 [mm] 3.14同理可得副边的股数：r 2 > 2.5 3.14= 3.57 取 r 2 = 4 。
则导线的直径为：1 d ws = 4 4 ⨯ 2.5 = 0.446[mm ] 3.144. 电子器件的选择功率开关管的选择功率管选用IRF530（14A/100V ）副边二极管的选择：f=50KHz二极管PX15A02（15A/1500V ） 二极管的损耗二极管的开关损耗(反向恢复)：99111012.145 6.07251022rr rr RM Q t I --=**=⨯⨯=⨯7() 6.224310J gDD rr V W V Q n -=+*=⨯23.112210DD DD s P W f W -=*=⨯1max max 2246DS i o NU U U V N =+=11min max 1122o P i P I I A U D μη=+=221438D i o N U U U V N =+=二极管通态损耗：1.11011DS P U I W =*=⨯=二极管的总损耗：11.031122D DD DS P P P W =+= MOSFET 的损耗:开通损耗：4201()() 2.30625102ON g W V n V i t t J -=**+**-=⨯ 关断损耗：4201()() 1.1510J 2off g W V n V i t t -=**+**-=⨯ 结电容的损耗：281 4.9310J 2mo oos c W C V -=**=⨯ MOSFET 的通态损耗：22max ()0.160.6412.14515.054433ds on pkon R on D I P W ⨯⨯=== MOSFET 总损耗：16.7839mos on off mo P P P P W =++= 变压器损耗:漏感损耗：21()*16.2812942lk lP Pk P L I f W == 直流损耗:Aldc *=ρR22121122 4.536dc dc dc dc dc P P P I R I R W =+=+=交流损耗:磁芯损耗:' 2.184c e P P V W =*= 变压器损耗：26.59898c cu lk P P P P W =++=电路总损耗：65.445124tot D mos P P P P W =++=实际效率：93.8757%η=Ωm R F R dc ac 844.522=*=22121122 3.597ac ac ac ac ac ac ac P P P I R I R W =+=+=12I I ac ∆=Ωm R F R dc ac 312.2611=*=5.仿真电路图:仿真波形：主开关管和箝位开关管的时序波形：仿真波形：输出电压V0波形：6.实验总结：电路工作情况为：在变压器初级绕组两端输入电压，传输能量，次级整流开关管导通，续流开关管关断；在第 1 个死区内，整流管的驱动电压开始下降，但仍会导通一段时间，此时开关管处于不完全导通状态，然后驱动电压下降到完全关断，此区间内两个同步整流管通过它们的体二极管开始换流，整流开关管零电压关断，然后续流开关管开始导通，续流开关管即为零电压开通；然后进入复位阶段，续流开关管导通，整流开关管关断；然后进入第 2 个死区，续流管零电压关断，二极管开始换流，整流开关管零电压开通，然后开始下一个工作周期。
可以看到两个同步整流管开通关断过程的损耗很小，此时主要的损耗来源于体二极管的导通损耗和由负载端大电流引起的导通损耗。
在设计过程中，各个器件的设计是关键。
其中重点是有变压器的选择、滤波电感和输出电容的选择，器件的选择合适度和必要的裕量。
在最后的仿真中，发现两个开关管的同步驱动信号的选择是很关键的，开始仿真的时候设置的主开关管的开通区间是0:180，即占空比是50%，箝位开关管的开通区间是206:290，占空比23%，这样的同步整流方式得出的波形在均值为100V（理想值）附件等副震荡，这是因为在箝位开关管的导通时间过长，导致积累的能量反复在原边和副边发生交换，从而出现上述波形。
而通过减小箝位开关管的导通时间，且增大主开关管的导通时间，控制箝位开关管和主开关管之间的死区时间，应大于一定的数值，给LC谐振以充足的时间。