烟台工程职业技术学院机电工程系电子专业 11 级毕业论文题目:一个开关电源姓名:奚文龙学号:2011100015 指导老师(签名): 蒋家响二〇一三年六月十二号摘要：本系统以Buck-Boost复合型降压电路为核心，采用主从设置法并联两个DC/DC模块，其中一个为主模块提供稳定电压，作为电压源。

另一个模块作为从模块提供可变电压以改变电流比。

以DSP为主控制器，输出两路占空比可变的PWM信号。

通过电压采样，根据反馈信号对主模块PWM信号做出调整，进而实现对主模块的电压外环控制。

通过电流采样，根据反馈信号对从模块PWM信号做出调整，进而实现对从模块的电流内环控制。

使整个模块实现输出直流电压稳定在8V，根据题目要求自动分配电流。

同时系统具有输出过流保护和输入欠压保护功能，且可以实现对输出电压和输出电流的测量和检测。

关键词：Buck-Boost复合降压电路主从模式 DSP IR2110Abstract：This system is based on the Buck circuit ，Master-slave method set two parallel DC / DC modules,One of the main module as to provide a stable voltage, as a voltage source. Another module provides a constant current from the module as a current source. The system is based on DSP controller, The DSP to output PWM signal. By sampling the voltage,according to the feedback signal to the PWM signal to adjust the main module. Through the current sampling, according to the feedback signal to adjust the PWM signal from the module, Conduct ing reliable closed-loop control, thus achieving control from the module. So that the whole module output DC voltage from 8V.Based questions requirement that the current automatic distribution.At the same time the system has output current protection and input undervoltage protection, and can achieve the output voltage and output current measurement and testing.目录1系统方案论证。

42系统设计。

83软件设计。

12 4系统测试及结果分析。

15 5 结论。

161 系统方案论证1.1 开关电源并联均流方案论证方案一：输出阻抗法调节开关变换器的外特性倾斜度，改变阻抗值，以达到并联模块接近均流的目的。

由图1可见，当负载电流为0102L I I I =+时，负载电压为0V ，按两个模块的外特性倾斜率（极电压调整率）分配负载电流L I ，斜率不相等，电流分配也不相等；当负载电流增大到'''0102L I I I =+时，负载电压为'0V 。

显见，模块1外特性斜率小（即输出阻抗小），分配电流的增长量比外特性斜率的大的模块2增长量更大。

如果能设法将模块1的外特性斜率（即输出阻抗增大），接近模块2，则可使两个模块的电流分配接近均流。

改变模块1和模块2中的1R 和2R 即可实现模块1和模块2电流的分配。

这个方法看似简单，但很难实现，而且电压调整率较低。

图1 两台并联的开关变换器的外特性图2 两台并联的开关变换器方案二：主从设置法这种方法适用于有电流型控制的并联开关电源系统中。

图3所示2个 DC-DC 变换器模块并联的主从控制原理示意图。

图中主模块按电压控制规律工作，从模块按电流型控制方式工作。

r V 为主模块的基准电压，f V 为输出电压反馈信号。

经过电压误差放大器，得到误差电压e V ，它是主模块的电流基准，与1I V （反应主电路模块电流1I 大小）比较后，产生控制电压c V ，控制脉宽调制器和驱动器（图中未画出驱动器）工作。

于是主模块电流将按电流基准e V 调制，即模块电流近似与e V 成正比。

从模块的电压误差放大器接成跟随器的形式，主模块的电压误差e V 输入跟随器，于是跟随器输出为e V ，它即是从模块的电流基准，因此从模块的电流都按同一e V 值调制，与主模块电流基本一致，从而实现均流。

这种方法适合简单并联个数较少的系统。

能够很好的实现电流的分配。

图3 主从模块设置法电流分配控制原理示意图通过比较方案一和方案二，基于实际可实现性本设计采用方案二。

1.2 主电路设计方案论证根据题目要求输入24V直流，输出稳定的8V直流电压，因此主电路需采用降压斩波电路，常见的降压斩波电路有：非隔离式的有buck电路和buck_boost电路，隔离式的有正激、反激等。

基于可实现性，有以下两个方案可供选择。

方案一：隔离式单端反激电路。

这种方案供电电压低、输入电流大。

功率管压降高、损耗大、效率低。

图3 单端反激电路方案二：降压buck斩波电路.如图5所示为降压buck斩波电路图。

Buck 电路结构简单易于实现降压。

动态特性好。

开关晶体管发射极不接地，使驱动电路复杂。

图4 buck斩波电路图.方案三如下图所示,Buck-Boost电路图,既可以升压,也可以降压,通过调整两个MOSFET管的导通与关断实现电压的升高与降低,使管一导通降压,管而导通升压.即为复合型.Buck-Boost复合电路因反激式电路带有变压器，电路复杂，成本提高。

基于驱动电路的要求，我们选择方案三。

1.3 PWM脉冲驱动模块方案论证方案一：光电耦合器隔离输出。

由于开关晶体管发射极不接地，buck 电路MOSFET采用脉冲变压器隔离高频率，然后接光耦TLP250进行驱动。

这种方法可使buck变换和驱动电路两个系统之间的电源地线隔离。

但脉冲变压器存在磁饱和现象，电路中光耦传感器容易被击穿，PWM波会发生畸变。

图5 光电耦合器隔离输出电路方案二：自举电路。

采用芯片IR2110.IR2110芯片既可以实现光电隔离也可实现通过比较方案一和方案二，基于可实现性考虑本次设计选择方案二。

1.4 过电流保护方案论证方案一：采用硬件控制过电流。

方案二：采用软件控制过电流。

通过DSP控制芯片采样电流值，当电流超过设定值时，DSP封锁PWM波的脉冲输出，实现过电流保护。

通过比较方案一和方案二，基于经济性和电路的效率问题等考虑，本次设计选择方案二。

2系统设计2.4 整体设计框图图5整体设计框图24V直流电压信号输入DC/DC变换电路1和DC/DC变换电路2，1作为主模块，2作为从模块。

控制器通过电压采样作为反馈信号控制输给主模块的PWM脉冲信号的占空比，从而调节输出电压稳定在8V，实现电压的外环控制。

同时DSP通过电流采样作为反馈信号控制输给从模块的PWM脉冲信号的占空比，从而提供可变电压以改变电流比，实现电流内环的控制。

在控制器对电流采样的反馈信号进行分析的同时与电流保护的设定值进行比较，若过电流，则控制器封锁以上两路的PWM脉冲信号，实现过电流保护。

控制器发出的PWM脉冲信号经由。

组成的脉冲驱动电路驱动NMOS管的开通和关断，从而控制这两个DC/DC变换电路的开通和关断。

2.2 单元电路设计及参数计算2.2.1 DC-DC变换主模块电路设计图6 DC-DC变换主模块电路如图 6所示为DC-DC变换主模块电路图。

如图所示，当Q1和MBR1导通时电路构成降压斩波电路，Q2和MBR2导通时构成升压斩波电路，通过控制Q1和Q2的导通关断时间，Q1到同时间大于Q2，整个电路为降压型。

用精密电阻采样电压，然后反馈到主模块的外环进行电压控制，同时用霍尔电流传感器，采样电流，反馈到内环路，进行电流分配。

主模块的电流基准作为从模块的基准。

主回路中主要器件及参数计算如下：开关管的选择：开关管的漏源极间的电压：D UoD ds U )1(*65.1)(-=漏极最大电流：Uin UoIo Ids 25.1=其中24in U V=8o U V=oin U D U =13D =将数值带入可得：26.40.84ds ds U VI A ==考虑到MOSFET 管易击穿以及电路的安全可靠性本次设计选用的是MOSFET 管是FS50SMJ ，其参数为：100ds U V=50ds I A=续流二极管的选择：反向耐压： Uo Ud 25.1= 正向导通电流：)1(2D IoDId -=代入数据可得：12d U V =0,5d I A =为了降低损耗，二极管采用超快恢复二极管MBR20100，耐压100V ，额定导通压降1V ，允许通过电流20A 。

电感的选择：先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量：Io f D Ui Lx *2*)1(-=其中：24in U V = A Io 2~0=1320D f KHZ==将其带入得：min 0.2x L mH =由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等方面影响取0.4L mH =。

电容的选择：Vpp f DIo C **=其中纹波电压 36ppV mV =计算得 926C uF =为减小纹波系数，增大效率本次设计采用35V 1000uF 的电解电容并联。

采样电阻：为减小误差实现快速稳步的反馈，本次设计采用1%精度，200K 的精密电阻作为电压采样。

电流采样：本次设计选用的是HFB05PS5霍尔电流传感器，其参数为,额定输入电流为5A ，电流测量范围016A ±2.2.2 DC-DC 变换从模块电路设计如图7 为DC-DC变换从模块的电路图。

与主模块结构基本相同。

不同之处在于进行DC-DC变换后，直接接霍尔电流传感器进行电流采样，然后反馈回输入端，进行电流的分配。

从模块的基准电流是主模块的基准电流，经过比例运算后，得到主从电流分配比例。

再经PI运算实现主从模块电流的任意比例分配。

在该电路中，采用的器件MOSFET管FS50SMJ，二极管采用快恢复MBR20100，电感L=0.4mH,电容35V 1000uF 的电解电容。