2012年TI杯上海赛区竞赛题目可控增益放大器1、任务基于乘法器型DAC或压控增益放大器设计一个可控增益放大器，并将其用于自动增益控制器中。
2、基本要求:设计一个负载为1K欧姆的可控增益放大器，可控增益放大器的放大倍数从1至128倍可调；通过按键短按，控制步进为4倍循环（1，4，16，64，128，1，…）；（1）输入信号为频率为1KHz，200mVpp的正弦信号时，在所有增益条件下：a.增益精度高于1％；b.无明显波形失真；（2）输入一个1KHz，200mVpp的方波，在所有增益条件下，a. 输出方波没有形态失真（输出变为三角波/正弦波，或有寄生振荡频率）；b. 输出方波的过冲不超过5％；c. 输出方波的上升到90％的上升时间应小于80uS;（3）制作一个100mV的直流电平（用万用表测量），做为可控增益放大器的输入，在增益为128倍时：a. 用万用表测量得到的输出电压误差不超过1％；b. 用示波器测量得到的电压纹波不大于1％；3、发挥要求:（1）基于基本部分的可控增益放大器，设计一个自动增益控制器。
长按按键可进入（LED亮）或退出（LED灭）自动增益控制器功能，当向可控增益放大器输入1KHz，200mVpp－2Vpp间变化的正弦信号或其他波形信号时：a.输出波形稳定在0.5Vpp，幅度精度为1％；b.频率和波形不变；c.响应时间小于1s；并尽可能提高响应速度；（2）将输入信号扩展为1KHz，20mVpp – 20Vpp间变化的正弦信号或其他波形信号时，完成自动增益控制功能：a.输出波形稳定在0.5Vpp，幅度精度为1％；b.频率和波形不变；c.响应时间小于1s；并尽可能提高响应速度；d.在自动增益控制模式下，通过按键短按，输出信号的幅度可以在0.5Vpp，1Vpp和2Vpp间切换；（4）减少器件使用的数量，降低成本；5、说明所有放大器的供电由实验室台式电源提供，供电电压自由选择；MSP430和乘法器型DAC的供电电源由运放供电电压转换后获取，可利用Launchpad上的线性稳压器（测试时不得挂USB数据线），注意调试时可能和Launchpad 上的USB 供电冲突。
附录：一、乘法器型DAC用作衰减器的原理：如上图，乘法器型DAC的核心是一个R-2R电阻网络，让我们来分析一下当乘法器型DAC和外部运放一起工作时是如何实现衰减器的：1.12个选通开关由SPI协议控制，使得2R的下端接入Iout1（蓝线）或者Iout2（红线）2.外部运放的Vin+，接地，这时红色的线都接地。
3.应用运放的“虚短”理论（理想运放工作在线性状态下时，Vin-和Vin+的电压相等），我们可以看做蓝色的线和红色的线连在一起。
这时，最右边的两个2R相当于并联，阻值等于R，这个等效电阻R会与红圈圈出的R串联，形成一个2R的等效电阻，这个2R等效电阻会与右边第三个2R并联……，以此类推，最后，从V REF端看进去，整个R-2R电阻网络的阻值为恒定的R。
4.于是，我们可以得到，流入V REF端的恒定的总电流为I TOTAL=V REF/R5.I TOTAL在整个R-2R电阻网络中的2R支路上被分流，流入每个开关的支路电流大小为：I TOTAL / 2n, 对于12位的乘法器型DAC来说，n = 1 – 12。
MSB位的开关上的流过的电流最大，为I TOTAL / 2，以后每个开关上的电流为前一个2R的1/2。
6.每一路2R上的电流，由开关选通，决定是流入Vin-还是Vin+，流入Vin-的电流总和，对于乘法器型DAC来说，将为I TOTAL x CODE/4096 = （V REF/R）x （CODE/4096）。
这里CODE即为写入乘法器型DAC的控制字的值。
7.记住Vin+是接地的，流入Vin+的电流对输出信号没有贡献。
对于流入Vin-的电流，由运放的“虚断”理论（理想运放工作在线性放大状态时，流入Vin-或Vin+的电流总和为0，即没有电流进入Vin-或Vin+）可知，流入Vin-的电流将等于运放的输出电压V out在R FB =上产生的电流，方向相反：Vout/R FB = -（V REF /R）x （CODE/4096）；8.在设计乘法器型DAC时，TI会把R FB做到和R相等，于是，最终我们得到：Vout= -V REF x CODE/4096，这就是一个程控衰减器。
9.如果把R-2R网络放在运放的反馈回路中，如下图：我们可以得到一个程控增益放大器，推导方法和上面类似，不再赘述，结论如下：Vout/R= -（V IN / R FB）x （4096/ CODE） ;R FB =R ;V out= - V IN x 4096/ CODE ;二、PWM信号用作DAC的原理：运用DAC（数模转换器）或来自控制器的PWM（脉冲宽度调制信号），我们可以产生可变的直流参考电压。
由PWM及模拟低通滤波器产生的参考电压，其准确度和板上时钟，滤波运放，供电电压密切相关。
如果微控制器的PWM发生器在一个周期中能有64个细分的时隙，那么在5V系统中可以达到78mv的精确度。
在微控制器PWM 中，时钟确定其基本工作频率，我们可以调整占空比。
on T 是PWM 信号为高的时间长度；OFF T 是PWM 信号为低的时间长度；on T +OFF T =T 为PWM 信号的一个周期。
在一个PWM 周期中，时钟可制造的细分时隙数（K ）部分地决定了由PWM 信号产生的直流参考电平的准确度和分辨率。
用PWM 信号产生的直流信号的最高分辨率（最小步进或每个LSB ）是满量程的1/K 。
在一个周期T 中对时间的分割数K(从而决定了占空比的可调级数K)确定了DAC 的理想数位，或者叫分辨率，DAC 分辨率为：log(K)/log(2)。
用模拟低通滤波器接在PWM 后，可以产生一直流电压，REF V 。
REF V 大小依赖于on T ，OFF T 和供电电压V DD ，即V REF =V DD *Ton/(T on +T OFF )= V DD *Ton/T 。
如果占空比大于50%，那么输出电压会大于V DD /2。
如果在微控制器输出端对PWM 信号进行合适的滤波，那么系统误差将由控制器时钟的量化误差，I/O 端的摆幅误差，低通滤波器对纹波的抑制，滤波运放的任何失调误差以及输出摆幅限制所决定。
在图1中，FFT （快速傅里叶变换）将PWM 的方波信号变换为等效频域信号。
图1同时也给出了低通滤波器的频域响应。
利用公式()/C FIRST ORDER FILTER PWM f f --=低通滤波器的极点。
（译者注：此公式的由来，是因为单极点滤波器的幅频曲线在转折频率后以20dB/decade 的速率下降，设ASTOP 是期望的衰减倍数，以dB 为单位，若期望将载波衰减1000倍，即ASTOP ＝-60dB ，需要滤波器的转折频率与基波频率之比满足下面的倍数关系：60dB/20dB/decade ＝3decade ＝3个10倍频程＝103，即f PWM 要应为f c 的1000倍才能满足衰减量要求，将上面的白话翻译成数学公式即可得到上式。
因此，若采样多阶滤波器则可以获得更窄的过渡带（衰减倍数不变），或更好的衰减倍数（f PWM /f c 不变），但要注意滤波器的阻带起伏等指标。
）如果需要电压参考在瞬态下仍保持稳定，你要提高滤波器的转折频率或增加滤波器的阶数。
在这里，因为电路中已有一个运放，增加滤波器阶数是较好的选择。
应用各大运放厂商提供的软件，设计一个有源低通滤波器还是较容易的。
有了这篇文章中介绍的计算公式，PWM 及运放，就可以设计一个产生直流参考电压的DAC 。
微控制器产生PWM 信号的基本时钟频率，以及模拟低通滤波器的截止频率是这个设计的频率限制因素。
如果想提高这个系统的频率响应，可以提高PWM 的时钟频率，或使用独立DAC 。
如果应用中对精确度有较高要求，独立DAC 是一个很有吸引力的选择。
图1 PWM信号转换成直流信号的硬件实现：利用控制器产生PWM信号（a）；PWM经过一阶模拟低通滤波器产生dc电压。
在FFT图上，发生器产生的PWM信号基频为1/T，T 为PWM的周期（b）；当设计模拟低通滤波器时，基频（f PWM）响应主宰了计算和结果。
三、给Launchpad上的MSP430G2553供电：1.TP1（靠近USB头）上加入5V（此时绝对不能插入USB线，要插USB线，必须断开TP1上的5V）；VCC上即获得3.3V电压；（注意此时整个ez430部分也被供电，如果设计系统要求低功耗，不一定可取）。
2.利用线性稳压器，获得3.3V后加入VCC (下部插针)。
注意要拔除VCC上的跳线帽。
避免与USB供电冲突。
另外，不同版本的Launchpad上此VCC的位置不同，请以板上丝印为准。
本题供选芯片说明（非必用）：OPA227, OPA2227, OPA228, OPA209, OPA1611, THS4031, VCA810, DAC7811, DAC8043, TLV5636, LP2950-33本题无特殊分离元件通用分离元件（非必用）可调电位器，直插：5K，2K，10K，20K,电容：0.1uF, 10uF电阻（1/4瓦）：10K，1％；5，10，25，50, 100, 200, 500，1K, 2k, 5k, 100K，1％；其他：跳线，排针，粗导线（做电源题目用），多色导线（红蓝白黑，走信号），按键，DIP座。