脉宽调制控制电路学生姓名：胡真 学号：20085042054工业现场控制当中，经常要用到一些可变的直流电压，而一般的直流电源其值是固定不变的，为了得到可变的直流电压，我们一般采用脉宽调制控制电路，也就是我们通常所说的PWM 控制电路。

该电路是利用半导体功率晶体管或晶闸管等开关器件的导通和关断，把直流电压变成电压脉冲列，控制电压脉冲的宽度或周期达到变压目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频的目的的一种变换电路，多用在开关稳压电源、不间断电源(UPS)以及交直流电机调速等控制电路中。

1. 脉宽调制控制电路的工作原理图1 PWM 控制电路原理基本的脉宽调制控制电路包括电压-脉宽变换器和开关式功率放大器两部分，如图1所示。

运算放大器N 工作在开环状态，实现把连续电压信号变成脉冲电压信号。

二极管VD 在V1关断时为感性负载RL 提供释放电感储能形成续流回路。

N 的反相端输入三个信号：一个是锯齿波或三角波调制信号up ，其频率是主电路所需的开关调制频率，一般为1~4kHz ；另一个是控制电压uk ，其极性与大U u 0 u cD小随时可变； 再一个是负偏置电压u0，其作用是在Uc ＝0时通过Rp 的调节使比较器的输出电压Ub 为宽度相等的正负方波。

当Uc>0时，锯齿波过零的时间提前，结果在输出端得到正半波比负半波窄的调制方波。

当Uc<0时，锯齿波过零的时间后移，结果在输出端得到正半波比负半波宽的调制方波。

图2 PWM 控制负载的波形图PWM 信号加到主控电路的开关管V 的基极时，负载RL 两端电压uL 的波形如图2所示。

显然，通过PWM 控制改变开关管在一个开关周期T 内的导通时间τ的长短，就可实现对RL 两端平均电压UL 大小的控制。

2. 典型脉宽调制电路2.1. 对脉宽调制器的基本要求（1）死区要小，调宽脉冲的前后沿的斜率要大，也就是比较器的灵敏度要足够高。

（2）在设计实际电路时，应使其简单、可靠，且不受外界干扰。

（3）考虑与功率转换电路的耦合问题。

tt2T 2T T TT +τT +τ ττ OO uu U U E E2.2.锯齿波脉宽调制器图3锯齿波脉冲宽度调制器图3所示的锯齿波脉宽调制器是由锯齿波发生器和电压比较器组成。

锯齿波发生器采用定时器NE555接成无稳态多谐振荡器。

电源电压+Ec通过电阻R1、R2和R3对电容器C2进行充电，当C2的端电压达到一定值时，定时器NE555内部的晶体管导通，C2上的电压经R3迅速放电，因而在NE555的引脚7输出锯齿波。

要保证输出近似为线性斜波，则Uc=kt=Q/C，电荷量为电流对时间的积分，则i 为常数，进而R2上的电压为常数。

为提高锯齿波的线性度和电路的温度稳定性，让NE555的引脚7经过电阻R4接射极输出器V1，并通过C3正反馈到R2的上端，使C2在充电期间，R2上的压降接近为常数，使输出近似为线性斜波。

电压比较器是由正反馈运算放大器N构成的。

采用正反馈是为了避免干扰，提高输出脉冲前后沿的陡度。

C3为自举电容，R1＝R2＝5Kohm，R4＝1Kohm, R3=200ohm，f=1.44/[(R1+R2+R3)C2]。

射极输出器的特点：（1）电压放大倍数小于1，约等于1;（2）输入电阻高；（3）输出电阻低；（4）输出与输入同相。

射极输出器的应用则主要利用它具有输入电阻高和输出电阻低的特点。

（1）因输入电阻高，它常被用在多级放大电路的第一级，可以提高输入电阻，减轻信号源负担。

（2）因输出电阻低，它常被用在多级放大电路的末级，可以降低输出电阻，提高带负载能力。

（3）利用 ri 大、 ro 小以及 Au ＝1 的特点，也可将射极输出器放在放大电路的两级之间，起到阻抗匹配作用，这一级射极输出器称为缓冲级或中间隔离级。

2.3. 三角波脉宽调制器图4 三角波脉宽调制器电路脉宽调制器也常用三角波发生器代替锯齿波脉冲源，如图4所示。

后级电路为单极性脉冲宽度比较电路。

运算放大器N1组成基型迟滞比较器，N2组成反相积分器，它们共同组成正反馈回路，形成自激振荡，由N1输出方波，N2输出三角波。

基型迟滞比较器N1具有上行迟滞特性，它的基准电压为0V ，高、低输出电位由稳压管VS1、VS2的稳定电压决定。

当VS1、VS2的稳定电压值o1o2相等时，迟滞比较器对应的输入和输出参数都是大小相等、方向相反的。

N1输出的方波经电位器RP 分压后加到积分器N2的输入端，经过积分输出形成对称的三角波。

三角波电压up 与控制信号uk 被加到单极性脉冲宽度比较电路的输入端。

从图中可以看出，V1、V2的发射结和VD1、VD2形成一个死区，只有当uk-up 超过两个结压降Uab (1.2~1.4V)时，比较器才有输出，其输出波形如图5所示。

当uk=0，且三角波的幅值Um ≤Uab 时，u01=u02=0，见图5左；当uk>0时，V1、V3工作，u01、u02输出波形见图5中；当uk<0时，V2、V4工作，u01、u02输出波形见图5右。

该电路输出的脉冲信号是单极性的，因此用于单极(输出一种极性脉冲电压)模式PWM 功率转换电路控制。

图5单极性脉宽调制器输出波形2.4. 数字式脉宽调制器图6是利用PC 机接口控制实现脉宽调制的PWM 电路。

它由8位二进制计数器CD4520、8位数值比较器2×CD4585和并行接口芯片8255A 构成。

在时钟脉冲CP 作用下，计数器的8位输出(引脚3～6、11～14)从“0”开始逐次加“1”，当8位输出全为“1”(对应于十进制255)时，再来CP 脉冲又将从“0”开始。

显然，计数器输出数字斜坡信号，其周期为CP 脉冲周期的256倍，这种周期性数字斜波信号所起的作用与模拟PWM 方式中的锯齿波作用相同。

计数器输出的周期性数字斜坡信号称为B 组数字量。

8位二进制数值比较器由两片4位数值比较器CD4585构成。

数值比较器A 组数据来自8255A 端口A(PA0～PA7)，故At tttOOOO u o1 u o1 u o1 u o2u o2 u o2 c -u P u c -u P c -u Pu u组数据是微机输出的数字控制信号，它相当于模拟PWM方式的控制电压。

只要计数器的输出值小于8255A端口A输出的数值，则第二级CD4585(图中上片)的“A>B”输出端保持高电平。

当比较器的两个输入值相等时，“A>B”端变为零，并且直到计数器溢出之前保持为低电平。

溢出后，“A>B”端恢复为高电平，并重复执行该过程。

图6计数比较式PWM电路3.PWM功率转换电路脉宽调制控制电路广泛应用于脉宽调速系统中，其调制控制方法很多。

下面以单相式电动机调速为例介绍几种控制变换电路。

PWM控制电路有可逆和不可逆之分。

可逆是指电动机可以正反两个方向旋转；不可逆是指电动机只能单向旋转。

对于可逆系统，分为单极式和双极式驱动两种。

即在一个PWM周期内，作用在电枢两端的脉冲电压是单一极性的；双极式驱动则是在一个PWM周期内，作用在电枢两端的脉冲电压是正负交替的。

3.1.简单的不可逆PWM控制电路图7 简单不可逆PWM 控制电路图7左所示为一个简单的不可逆PWM 控制变换电路原理图。

电源电压E 一般由交流电网经不控整流电路供电，也可以用蓄电池供电，VD1在V1关断时为电枢回路提供释放电感储能形成续流回路，C1的作用是消除电源在直流供电线路上的谐波电压对电路的干扰。

图7右为稳态时电枢端电压ua 、电枢平均电压Ua 和电枢电流ia 的波形。

可见，稳态电流ia 是脉动的，其平均值等于负载电流IM=Mfz/Sm 。

其中，Mfz 为包括电动机空载转矩在内的负载转矩，Sm 为电动机额定励磁下的转矩电流比。

电流波动会导致电机输出转矩的波动。

只有提高PWM 频率可以大大减小电流波动，而使转矩的波动减小。

3.2.制动不可逆PWM 控制电路图7 制动不可逆PWM 控制电路a)Bu u bu u tT τ E i a ,i u a , E U E简单不可逆PWM控制电路，由于电流方向不能反向，所以不能产生制动作用，使其性能受到影响。

为了产生制动作用，必须增加一个开关管，为反向电流提供通路。

下面介绍另外一种PWM控制电路——制动不可逆PWM控制电路。

图7左所示为具有制动状态的不可逆PWM控制电路。

它由两个功率晶体管V1、V2和两个二极管VD1、VD2组成。

V1是起调制作用的主控管，V2是辅助管。

来自脉宽调制电路的两个极性相反的脉冲电压ub1、ub2分别作用到V1、V2的基极。

控制电路工作在电动状态时的电压、电流波形如图7右所示。

电动状态：0≤t＜τ，ub1为正，V1导通；ub2为负，V2截止，E加到电枢两端，流过其电流ia沿回路1从A点流向B点，电动机工作在电动状态；τ≤t＜T，ub1为负，V1截止，切断了电动机的电源回路，单端输电感中的自感电动势使ia沿回路2经二极管VD2续流，电动机仍工作在电动状态。

虽然ub2为正，但VD2的正向压降给V2的集电极与发射极间加了反向电压，使V2不能导通。

只要ia在ub1为负期间不衰减到零，电动机则始终工作在电动状态，V1和VD2交替导通，而V2永远截止，此时电枢平均电压Ua>ED。

若电动机在惯性带动下工作时间较长，电枢电流ia在ub1为负的期间内会衰减到零时，则会出现Ua<ED，ia，即电动机处于发电运行状态的情况。

在τ≤t <T期间， V2在电动机转动反电动势ED和ub2为正的作用下饱和导通，电流ia经V2沿回路3闭合。

这时，外力作功，电流ia的方向由B到A与ED同向，产生能耗制动。

到t = T后， ub2为负， V2截止，这时因自感电动势和反电动势的共同作用，反向电流ia只能经VD1和电源E沿回路4闭合，实现回馈制动。

这种情况下， V2、VD1交替导通。

由于VD1导通时的管压降使V1反向加压，因此V1截止。

进入发电运行状态后，电枢电流变化如图7-9c所示。

反向制动作用使电动机转速下降，直到在ub1为正时反向电流ia衰减到零， V1才开始饱和导通，电动机又进入电动状态工作。

此外，由于某种原因，或者电动机工作在轻载情况下，负载电流很小时，电动和制动状态交替出现，电流ia的变化曲线近似如图7-9d所示，在一个开关周期之内， V1、VD2、V2、VD1轮流导通。

四条电流闭合回路1、2、3、4交替工作。

在τ≤t <T期间，续流电流ia沿回路2很快降到零(t=t1时刻)，由于VD2两端被切断， V2便导通，反电动势经V2沿回路3形成反向电流。

在T≤t <t2期间，回馈制动电流沿回路4经VD1续流，到t=t2时电流衰减到零，使V1导通，电枢电流再次改变方向沿回路1流通。