Z V S移相全桥变换器设计公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]电气工程学院课程设计说明书设计题目：系别：年级专业：学生姓名：指导教师：电气工程学院《课程设计》任务书课程名称：电力电子与电源综合课程设计说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。

2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。

电气工程学院教务科电力电子与电源课程设计组内自评表摘要首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。

其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。

然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。

对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。

搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。

实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。

行分析和设计。

关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875目录第1章绪论早期提出的软开关变换器是谐振变换器，准谐振变换器和多谐振变换器。

实现了开关管的零电压开关或零电流开关，减小了开关损耗，提高了变换器的变换效率，开关频率大大提高，减小了体积和重量。

但是这些变换器的器件应力大，循环能量大，而且要采用频率调制，不利于优化设计滤波器。

为了保留谐振变换器的优点，实现开关管的软开关，同时采用PWM控制方式，实现恒定频率调节，利于优化设计滤波器，90年代出现了零转换变换器。

所谓零转换变换器，就是只是在开关管开关过程中变换器工作在谐振状态，实现开关管的零电压开关或零电流开关，其他时间均工作在PWM控制方式下。

这种变换器适应通讯技术和电力系统的发展，对通讯开关电源和电力操作电源本课设所做的具体工作如下:1.分析移相控制PWM全桥变换器软开关技术的基本工作原理，并分析实现软开关的条件，以及整流二极管的换流情况。

2.对移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构进行电路设计，研究主电路中各参量的设计方法，包括:输入整流桥、逆变桥、输出整流二极管的选型，输入滤波电路母线支撑电容的设计，高频变压器及谐振电感的设计，输出滤波电路中滤波电感及滤波电容的设计。

3.详细分析移相控制芯片，对驱动电路进行设计与分析。

4.理论计算和仿真研究设计参数。

第2章PWM DC/DC全桥变换器软开关技术PWM DC/DC全桥变换器全桥变换器的基本工作原理PWM DC/DC全桥变换器的基本电路结构及其波形如图所示。

T1-T4是四支主功率管，D1-D4为主功率管的反并联二极管，TR是输出变压器，其原副边绕组匝数比K=N1/N2， VD1和VD2是输出整流二极管，Lf和Cf是输出滤波电感和电容，RL是负载。

输入直流电源电压为Vin，输出直流电压为Vo。

所谓移相控制方式就是T1和T2轮流导通，各导通180度电角度，T3和T4亦如此，但是T1(或T2)和T4(或T3)不同时导通，两者导通差a电角度，如图 (b)所示。

其中T1和T2分别先于T4和T3关断，故称T1和T2组成的桥臂为超前桥臂，T3和T4组成的桥臂为滞后桥臂。

通过控制T1-T4四只开关管，在AB两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压，经过高频变压器的隔离和变压后，在变压器副边得到一个幅值为Vin/K的交流方波电压，然后通过由VD1和VD2构成的输出整流桥，在CD两点得到幅值为Vin/K的直流方波电压。

Lf与和Cf组成的输出滤波器将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端得到一个平直的直流电压，其电压值为Vo= DVin/K，其中D是占空比，D=2*Ton/Ts，To是导通时间，Ts是开关周期，由Vo的公式知，可以通过调节占空比来调节输出电压Vo，又D=2*Ton/Ts =1- a/180，从而可以通过控制移相角来调节输出电压Vo.PWM DC/DC全桥变换器的软开关实现1.超前桥臂的软开关实现在图中，T1和T4同时导通，vAB =Vin,变压器一次侧电流流过T1和T4。

在某一时刻先关断T1，原边电流从T1上转移到C1和C2支路上，给C1充电，同时C2被放电。

由于有C1和C2,T1是零电压关断。

在这个过程中，漏感Lrk 和滤波电感与串联，而且Lf很大，因此可以认为原边电流Ip近似不变，类似于一个恒流源。

这样C1的电压线性增大，同时C2的电压线性减小。

当C1的电压上升到Vin时，C2的电压下降到零，T2的反并联二极管D2自然导通，此时开通T2就是零电压开通。

此时Vab=0 ,同理于T2关断的情况。

从上面的分析可以得到:超前桥臂在关断时，输出滤波电感与漏感串联，原边电流是一个恒流源，因此超前桥臂只能实现零电压开关，不能实现零电流开关，而且超前桥臂容易实现零电压开关。

3.滞后桥臂的软开关1)滞后桥臂的零电压开关如果续流状态处于恒流模式，原边电流流过D2和T4。

当T4关断时，原边电流从T4上转移到C3和C4支路上，给C4充电，同时C3被放电。

由于有C3和C4,T4是零电压关断。

当C4的电压上升到Vin时，C3的电压下降到零，T4的反并联二极管D4自然导通，此时开通T4就是零电压开通。

此时vAB=0。

同理于T3关断的情况。

在T4关断后，由于vab =-vc 4 , vAB，为负电压，使VD2导通，VD1与VD2换流，因而短接了变压器副边，变压器原边电压为零。

此时与C3和C4谐振的能量是由漏感Llk提供的。

由于Llk的电感量很小，如果Llk提供的能量不能使口和C3充放电结束就使得原边电流ip反向，那么C3上的电压就会开始增加，此时开通T3就不能实现零电压开通，而是硬开通。

从上面的分析可以得到:(1)滞后桥臂实现ZVS的能量是漏感的能量;(2)漏感远远小于输出电感，因此滞后桥臂较超前桥臂实现ZVS更困难;(3)漏感能量与负载有关。

负载越大，能量越大;反之越小。

在负载较小时，漏感能量不足以使滞后桥臂实现零电压开关，必须采用辅助电路来帮助漏感实现滞后桥臂的零电压开关。

2)滞后桥臂的零电流开关如果续流状态处于电流复位模式，则当T4关断时，原边电流为零，T4是零电流关断。

当T3开通时，由于漏感的存在，原边的电流不能突然增加，而是以一定的斜率增加，因此可以认为T3是零电流开通。

同理于T3关断的情况。

从上面的分析可以得到:(1)在电流复位模式下，滞后桥臂实现zcs ;(2)滞后桥臂开关管两端不能并联电容，否则在开关管开通时，其并联电容上的电压不能为零，其能量将全部消耗在开关管中，使开关管发热，而且还会在开关管中产生很大的电流尖峰，造成开关管的损坏;(3)在续流状态时，原边电流回到零后，不能反向增加。

否则在开关管开通时，就会产生很大的开通电流尖峰，容易损坏开关管，从而失去了零电流开通的条件。

PWM DC/DC全桥变换器实现ZVS两个桥臂实现ZVS1.实现ZVS的条件要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量用来:1)抽走将要开通的开关管的外部附加电容上的电荷;2)给同一桥臂关断的开关管的外部附加电容充电;3)考虑到变压器原边绕组电容，还要有一部分能量用来抽走变压器原边绕组寄生电容CTR上的电荷。

也就是说，要实现开关管的零电压开通，必须满足下式2.超前桥臂实现ZVS在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感与是与谐振电感L;是串连的，此时用来实现零电压开关的能量是滤波电感与与谐振电感Lr中的能量。

另外参与谐振的还有变压器的励磁能量Wmag(相对很小，可忽略)，因此要实现超前桥臂的ZVS，只要满足3.滞后桥臂实现ZVS在滞后桥臂的开关过程中，变压器副边是短路的，此时整个变换器就被分为两部分，一部分是原边电流逐渐改变流通方向，其流通路径由全桥提供;另一部分是负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边没有能量传递。

此时用来实现ZVS的能量只是谐振电感L，中的能量，如果不满足(2-22)式，那么就无法实现ZVS。

即由于输出滤波电感与不参与滞后桥臂ZVS的实现，较超前桥臂而言，滞后桥臂实现ZVS就困难得多，因为输出谐振电感比输出滤波电感要小得多。

整流二极管的换流情况在移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器中，输出整流电路一般有两种，一种是全桥整流方式，一种是全波整流方式。

当输出电压比较高，输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式。

当输出电压比较低，输出电流比较大时，为了减少整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一般采用全波整流方式。

无论采用何种整流方式，变压器在副边占空比丢失这段时间里都工作在短路状态，下面分析一下在这一时间段整流二极管的换流情况。

全波整流方式图给出了副边全波整流方式的电路图及其换流波形。

变压器副边各自电流的参考方向如图所示，这样有在t2时刻，负载电流流经VD1。

在（t2-t5）时段里，变压器原边电流减小，其副边绕组Ls1，的电流也减小，小于输出滤波电感电流，即is1<iLF<isL不足以提供负载电流，此时VD2导通，由副边绕组LS2为负载提供不足部分的电流，即根据式(2-54)和(2-55)，可以知道整流管的换流情况:1) (t2， t4)时段，ip >0，流过VD1的电流大于流过VD2的电流，即2) t4时刻，iP = 0，两个整流管中流过的电流相等，均为负载电流的一半，3)(t4,t5}时段，iP<0，流过VD1的电流小于流过VD2的电流，即4) ts时刻，ip=-iLf/K , VD2中流过全部负载电流，VD1电流为零，即此时VD1关断，VD2承担全部负载电流，从而完成整流管的换流过程。

本章小结移相控制全桥零电压PWM变换器应用广泛，适合大功率、低电压等场合。

该变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容作为谐振元件，使全桥PWM变换器的四个开关管均在ZVS条件下导通。

本章分析了移相控制方式的DC/DC变换器的基本原理，且可以得出以下结论:1)移相控制零电压PWM变换器工作于零电压开关条件下，因而大大减小了开关损耗，有利于提高开关频率，减小变换器的体积和重量;2)无论副边是全桥整流方式还是全波整流方式，变压器原副边的电压电流是符合变压器的基本规律的;3)超前桥臂比滞后桥臂容易实现ZVS ;4)由于谐振电感串联于主回路中，使得原边电流不能突变，因此副边存在占空比丢失的现象。