万方数据
＝∑｛［卧（ｍ）出“Ｄ］＊ｈｐ（ｍ）｝ｅ—ｈ’（５）
令岛（ｍ）＝［５ｐ（优）出掰Ｄ］＊ｈｐ（优），可以得到（６） 式：
ＹＩ（ｍ）＝ＦＦＴ（墨（ｍ））
（６）
需要特别说明的是，（６）式中的Ｘｋ（ｍ）是由狮对
应的各分支ｚ，（优）（Ｐ＝０，１，…，Ｄ一１）构成的矢量。
并非单个分支的数据。这里很容易混淆。对矢量
会造成资源上的严重浪费，并不适合高速信号处理 场合。 ３．３ 由低通滤波器组结构推导多相滤波结构信道化
接收机 由软件无线电中常用的多相滤波结构可以很容易 地对低通滤波器组结构的数字接收机进行改造，使之
适用于实际电路。实际上，多相滤波结构正是由低通 滤波结构推导而来。下面分复信号和实信号两种情况 进行多相滤波结构信道化接收机的数学模型推导。 ３．３．１ 复信号的多相滤波结构信道化接收机模型
其中的本确＝秽（－１叫利ｈ三蕊釜‰＝鬟兰掣茎霎翥萎粪磊喾。１需薹萎薹釜蓁鉴嚣 ＝ＤＦＴ（［ｓ一（以）ＳＭ］＊ｈｐ（ｎ）ＳＮ２）
（１２）
的，用于接收信号并进行信号分析，信道数目多的用于
（一１）一ｅ－ｊ知。 图４为实信号信道化接收机数学模型实现框图。
频特性。设定的信道编号已经标注在图中，实线与虚 线谱线互为镜像。
４６
航天电子对抗
裹１仿真试验用输入信号组成
２００９（６）
（ｂ）频谱图 图１１ 信道８输出波形及频谱
（ｂ）频谱图 图８信道ｌ输出波形及频谱
（ａ）波形图
（ｂ）频谱图 图９信道２输出波形及频谱
（ｂ）频谱图 图１０信道６输出波形及频谱
万方数据
Ｃｏ）频谱图 图１２信道１０输出波形及频谱
除去１、２、６、８信道有输出，其它６个信道（３、４、５、 ７、９、１０）均无信号，如图１２所示。此处不再一一作出 波形图和频谱图。
值范围，可将（３）式改写为：
Ｄ＇－－１■“
Ｙｋ（ｍ）＝∑∑ｓ（ｍＤ—ｉＤ一户）出（ｒｏＤ－。－ｐ）ｈＬＰ（ｉＤ＋ｐ）
’量０ｌＥ一∞
（４）
定义ｓｐ（ｍ）＝ｓ（ｍＤ一户），ｈｐ（，咒）＝＾ＬＰ（ｒｏＤ＋户），
可得：
Ｄ－ｌ＋∞
Ｙｌ（ｍ）＝∑∑●ｓ＝，０ｉ（…优一ｉ）ＪＩｌｐ（ｉ）出‘加一面叫
Ｄ－１，扣
．
＝∑Ｉ∑Ｓｐ（仇一ｉ）ｅｎｈ“ｍｈ知）ｌｅ嘞一
Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｒｅｃｏｎｎｏｉｔｅｒ；ｒｅｃｅｉｖｅ；ｐｏｌｙｐｈａｓｅ；ｃｈａｎｎｅｌｉｚｅｄＩｄｉｇｉｔａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｒ
１ 引言
现代战场电磁环境愈加复杂，电磁信号日趋密集 化、复杂化，随着各种低截获概率信号的出现，传统接 收机已经不能适应新形势的要求。本文设计了一种基 于多相滤波器组的数字信道化接收机。结合硬件实现 方式说明了其电磁侦察和宽带信号接收的原理及过 程，便于工程实现。该接收机能够克服单点频传统接 收机的弊端，实现信号“全景式”全概率截获。
第２５卷第６期
航天电子对抗
４３
侦察接收一体式宽带数字接收机设计
吴拓 （中国航天科工集团公司三院三十五研究所，北京 １０００１３）
摘要： 传统的电子战接收机或雷达接收机无法识别同时到来的宽带雷达信号，只能依据
测频参数移动频域接收窗口实现非实时宽带侦察或接收。提出一种新式的宽带数字接收机研
制方案，利用多相滤波器组形式设计信道化接收机，从而降低硬件工作参数要求，实现真正的
２复信号与实信号说明
自然界的物理可实现信号都是实信号，其频谱满 足Ｆ（厂）＝Ｆ‘（一．厂），即具有共轭对称性。所以，对于 ＡＤ采集的信号数据，只需要其正频率或者负频率部 分即可完全对原始信号加以描述。本文３．３．２节中高 效信道化数字接收机模型的建立即利用了这个特性， 使得电路的资源占用及处理速度最优化。
根据图２所示模型进行推导，设接收机共有Ｄ个
信道，第志路（是＝０，１，…，Ｄ一１）抽取前的信号为：
ｙ＾（竹）＝Ｅｓ（ｎ）ｇ＇－，１］＊ＪＩｌＬＰ（ｎ）
（２）
由图２可见因为Ｄ倍抽取．所以数据下标力＝
脚Ｄ，代人（２）式可得：
＋∞
ＹＩ（ｍ）＝∑ｆｓ…（ｍＤ—ｉ）ｅｈ‘柚叫ｈＬＰ（ｉ） （３）
令ｉ＝ｉＤ＋Ｐ，代入（３）式，并设置变量ｉ和Ｐ的取
其带觅为丌／（２Ｄ）。将（１１）式代入（１０）甲：
弘ｃ九，＝薹｛［鄄ｃ靠彬卜甲枷］＊¨咒，｝ｅ叫卜掣）移
２圣｛【．昂白）（ｅ一柚）．｜函”ｊ＊％（行）｝ｅ一向（一１ｙｅ—ｊ扣
订Ｄ－－－１，，…，
．盘．
２蚤｛［郎“淤Ｍ］饥锄．，、 ＂、 ｅ叫锻胞
可见高阶汉明窗低通滤波器已经具有较好的通带
幂券雯基≤蒹荔赫芋茹篙磊？兰釜曩釜； 截止特性，可以最大程度地防止邻接频带的混叠。每
Ｘｉｌｉｎｘ提供的ＦＩＲ核可以提供滤波器参数装载功 能，这使得接收机的软件化成为可能，电路在工作过程 中，ＤＳＰ芯片可以根据任务需要，选择（下转第５３页）
２００９（６）
陈明荣，等：基于泡沫型干扰幕的多波段无源干扰技术
５３
战术运用方法。在技术研究的过程中，通过干扰实验， 得到了多种针对不同频谱的泡沫剂配方，同时，在实验 中发现了能够适用于全频谱的泡沫剂配方，较好地满 足了泡沫型干扰幕的不同战术使用要求。尤其是多种 超微细粉的加入，使泡沫的导电性能极大提高，提高了 其战术使用的灵活性。
叫。：（忌一掣）饕忌：０＇１，…，Ｄ一１（１）
４４
航天电子对抗
２００９（６）
其带宽为７ｃ／Ｄ。图２为复信号滤波器组的低通实 现框图，Ｄ为信道总数。
双月）
．＇Ⅵ铆）
儿伽）
．，ｈ１伽）
图２ 夏信号滤波器组的低通实现框图
低通滤波器组结构存在的问题是：当信道数较多 时，低通滤波器的通带截止特性要求非常陡峭，阶数会 很高，另外，对宽频带、高采样率信号进行下变频及低 通滤波，电路工作频率会很高，根本不适合硬件实现。 最后的Ｄ抽取会舍弃很多前面处理好的数据。这样
（３）从施放机理上解决了泡沫型干扰幕的快速形 成问题
引射技术是解决泡沫型干扰幕快速形成问题的关 键技术，该技术在原有技术的基础上，在结构上，解决 了射程、射速与快速成泡问题。泡沫型干扰幕的快速 形成问题是影响该技术工程实现与作战使用的瓶颈问 题。其中，快速成泡问题的解决，可以满足战术上对泡 沫型干扰幕大规模使用的要求。同时，也可以满足快 速形成示假目标战术要求。
ｙ。（ｍ）＝∑∑５，（２ｍ—ｉ）＾ｐ（ｉ）以‘２柏一西叫
０１ ０Ｉ；一∞
＝∑ｌ∑郎（２ｍ—ｉ）出‘２一。。ｅ—ｈ—ｈ，㈤Ｉ
户＝０－ｊ＝一。ｏ
一
＝∑｛［５ｐ（２仇）以２柚］＊ｈｐ（２研））ｅ—ｈ’ （１０）
实信号的信道划分与复信号相比去除了一半的冗
余，计算公式如下式所示：
眦＝（七一竿）吾忌＝０’１’…＇Ｄ＿１（１１）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ＥＷ ｏｒ ｒａｄａｒ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｃａｎ’ｔ ｄｉｓｔｉｎｇｕｉｓｈ ｂｒｏａｄ—ｂａｎｄ ｒａｄａｒ ｓｉｇｎａｌｓ ａｒｒｉｖｉｎｇ ａｔ ｔｈｅ ｓａｍｅ ｔｉｍｅ．Ｉｔ ｏｎｌｙ ｃａｎ ｍｏｖｅ ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｗｉｎｄｏｗ ｏｎ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｆｉｅｌｄ ａｃｃｏｒｄｉｎｇ ｔｏ ｔｈｅ ｃｏｄｅ ｏｆ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｅａｓｕｒｅ ｉｎ ｏｒｄｅｒ ｔｏ ｒｅａｌｉｚｅ ｎｏｎ－ｒｅａｌ—ｔｉｍｅ ｂｏａｒｄ—ｂａｎｄ ｒｅｃｏｎｎｏｉｔｅｒｉｎｇ ｏｒ ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ．Ａ ｎｅｗ ｆｏｒｍ ｏｆ ｂｒｏａｄ—ｂａｎｄ ｄｉｇｉｔａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｉｓ ｐｒｏｖｅｄ ａｎｄ ｓｉｍｕｌａｔｅｄ，ｗｈｉｃｈ ｄｅｓｉｇｎｓ ｄｉｇｉｔａｌ ｃｈａｎｎｅｌｉｚｅｄ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋｓ．Ｔｈｉｓ ｄｅｓｉｇｎ ｃａｎ ｌｏｗｅｒ ｔｈｅ ｄｅｍａｎｄ ｏｆ ｃｈｉｐｓ ｏｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｗｈｉｃｈ ｃａｎ ｒｅａｌｉｚｅ ｔｒｕｅ ｂｒｏａｄ—ｂａｎｄ ｒｅｃｏｎｎｏｉｔｅｒｉｎｇ ａｎｄ ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ．
２００９（６）
吴 拓：侦察接收一体式宽带数字接收机设计
４５
Ｍ∑舢 枷∑一 弘 ｍ Ｉｌ
“２ｍＤ — Ｄ — ｐ 以 柚 Ｄ
矗妒“Ｄ ｝ ｐ （９
定义ｓｐ（优）＝ｓ（ｒｎＤ一户），ｈ，（ｍ）＝ｈｕ，（ｒｏＤ＋户）， 可得：
５０００阶低通滤波器，截止频率为０．００１（对７ｃ归一化）， 窗函数均为汉明窗。原型低通滤波器如图５、图６所示。
收稿日期：２００９—０７—０６；２００９—０８—１９修回。 作者简介：吴拓（１９８２一），男，研究方向为无源定位及数字接收机。
万方数据
３信道化接收机原理
３．１概述 信道化接收机的基本原理是将带宽范围内的全频
带进行分割，即用带通滤波器组将全频带划分为一系 列的子频带（如图１），然后将各个子频带信号与相应 的一系列本振混频，将信号频谱搬移至基带。这种信 道化接收机模型我们不妨称之为带通滤波型。
通滤波器，截止频率０．０５（Ｎ丌归一化），５００通道的为
万方数据
图７ １０通道实信号信道化滤波器组幅频特性
为了验证模型的正确性，输入一组信号如表１所 列，采样率为１ＧＨｚ。由信道划分可知，１～４号信号理 论上应依次出现在１、２、６、８信道。下面进行仿真试验 查看各信道输出结果。
运行仿真程序，可以看到，相应的１、２、６、８信道有 输出，如图８～１１所示。
（７）
（一１）’ｅ—Ｊｆｉｐ。
图３为复信号信道化接收机数字模型实现框图。
ｍ）
●
：
Ｉ（删）
Ｓｍ
Ｓ眈
图３复信号信道化接收机数学模型实现框图
３．３．２实信号的多相滤波结构信道化接收机模型
图３所示模型中，有一半的资源用于处理频谱镜 像了。由第２节讨论进行改进，将原型低通滤波器带
宽改为ｎ／（２Ｄ），只取一半频谱。在分支滤波器之后
５侦察接收一体化接收机实现方法