系统损耗下面讨论采用数字信号处理的PD雷达所固有的但不一定是独有的某些损耗。

量化噪声损耗量化噪声损耗是由模/数转换处理过程中所引入的噪声产生的，以及由信号处理电路中有限字长的截断效应产生的[45]。

CFAR损耗这是由检测门限非理想估值与理想的门限相比所造成的。

估计值的波动迫使门限均值高于理想门限值，因而产生了损耗。

多普勒滤波器的跨接损耗由于目标并不总是位于多普勒滤波器的中心，因而造成了多普勒滤波器的跨接损耗。

假设目标多普勒频率在一个滤波器频率范围内是均匀分布的，则可算出该损耗，而且它是FFT 副瓣加权的函数。

幅度加权损耗滤波器副瓣加权使多普勒滤波器的噪声带宽增加，从而导致了幅度加权损耗。

这种损耗可用多普勒滤波器噪声带宽的增量来考虑，而不看做另外的某种损耗。

脉冲压缩失配损耗脉冲压缩失配损耗是由于为了降低时间（距离）副瓣而引入失配产生的。

保护消隐损耗这是由保护通道寄生消隐造成的主信道检测损耗，如图17.9所示。

遮挡和距离波门跨接损耗由于遮挡，因此按式（17.20）给出的距离R0可能是零或最大值之间的任意值，这取决于脉间目标回波的确切位置。

当PRF较高时，会出现许多距离模糊，则扫描间的距离延迟可认为是随机的，且在脉间均匀分布。

在这种情况下，一种近似的性能度量是首先计算从零到脉冲间间隔全部模糊距离的平均检测曲线。

为获得与采用匹配波门接收发射脉冲无跨接时相同的检测概率，遮挡和距离波门跨接损耗等于系统所要求的信噪比提高。

由于检测概率的曲线形状不同，所以损耗取决于所选择的检测概率。

一种粗略的近似是脉间平均信噪比与匹配条件下的信噪比进行比较。

在M个宽度为τ的相邻距离波门情况下，这些波门占据了除宽度为τ的发射脉冲之外的整个脉冲间隔，在信噪比基础上的平均的遮挡和跨接损耗为第17章 脉冲多普勒（PD ）雷达 ·663·遮挡和跨接损耗= )1(3+M Y g t ττ= （17.21） 式中，Y 1=(1-R )(2+R ) M =1；Y =(1-R )(1-R +2X )+2+1.75(M -2) M >1, R ≥0.618;Y =(1-R )(1+R +Z )+(Z -R )[Z (Z +X )]+(1-Z )[Z (Z +1)+1]+1+1.75(M -2) M >1, R <0.618；Z =1/(1+X )；X =R -1；R =τb /τ；τb =第一个波门消隐的宽度；τ =发射脉冲τt 和接收波门τg 的宽度；M =相邻波门的数目。

图17.19画出了损耗曲线。

在每个发射脉冲之后的时间τb 内不能接收信号，是由于发射机缓慢关断或收发开关或接收机保护电路恢复时间的原因。

图17.19 在M 个相邻距离波门、相等的发射脉宽和距离波门宽度情况下，遮挡和跨接损耗与接收波门数和消隐宽度的函数关系尽管式（17.21）假设距离波门是相邻的，但波门重叠可降低损耗，其代价是须使用额外的硬件和可能产生更多的距离虚假目标。

虚警概率PD 雷达通常采用多次检测准则来解决距离模糊。

那么在波束扫过目标期间（驻留时间），雷达就须发射多重PRF ，并且只有当雷达不止一次得到门限检测结果时才能输出目标数据。

如果用多普勒滤波器组对每个距离波门进行相参积累处理，且也许后面还有检波后积累器，那么为获得给定虚警报告时间T FR 所要求的在每个距离波门多普勒滤波器中的虚警概率P FA 可近似表示为m T N m n T N P /1FR g d F FA 693.01⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛= （17.22）第17章 脉冲多普勒（PD ）雷达·664· 式中，N F 为在多普勒通带内可见的独立的多普勒滤波器数（非消隐滤波器数/FFT 加权因子）；n 为在驻留时间内观测的次数；m 为通报一个目标所要求的检测次数（如，8重PRF 中3次检测到目标，则m =3，n =8）；T d 为多重PRF 的总驻留时间，包括检波后积累时间（如果有的话）和休止时间；⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛m n 为二项式系数n !/[m !（n -m ）!]；N g 为输出不模糊距离间隔内的距离波门数（显示距离/距离波门的宽度）；T FR 为虚警报告时间[根据Marcum 的定义，如果虚警概率为0.5，则在虚警报告时间内至少出现一次虚警（参考资料46）]。

式（17.22）适用于输出目标报告不需多普勒相关的情况。

假如同时使用距离相关和多普勒相关，则所要求的P FA 为m m W T N N m n T P /11FR fu g d FA 693.0-⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛= （17.23） 式中，N fu 为在不模糊多普勒频域内独立的多普勒滤波器数；W 为用于起始检测之后的相关窗宽度（在滤波器中）。

检测概率第2章介绍的检测概率曲线已推广到包括多次观测检测的准则中，并且在参考资料47中以广义的形式出现，即用gR /R 0来表示该曲线。

其中，因子g 为非相参积累脉冲数和虚警概率的函数。

对相参积累而言，N =1，那么4/1FA )]ln([P g -= （17.24）图17.20画出了不同虚警概率和不同脉冲积累数的g 因子曲线。

图17.20 Swerling 因子g 与P FA 和N 的函数关系曲线（见参考资料47）第17章 脉冲多普勒（PD ）雷达 ·665·考虑到参数在很宽变化范围内所取得的Marcum 曲线[46]都非常相似，为了得到广义检测概率曲线，可以使用如图17.21所示的通用Marcum 曲线。

该图是根据参考资料47的通用曲线画出的，不同之处是本图针对不起伏目标。

图中指出，在积累样本数N 在1～100、虚警概率P FA 在10－3～10－8及检测概率在1%～99%的整个范围内，通用曲线的精度均在1dB 以内。

要使用图17.21，首先要从如图17.20所示中求得因子g （P FA , N ）的值，然后再用该值将图中的gR /R 0转化为R /R 0或信噪比值。

图17.21 通用Marcum 曲线广义曲线利用通用Marcum 曲线，可求得如图17.22所示的几种检测条件下的检测概率曲线。

它们都针对Swerling I 型目标，即目标幅度在扫描间起伏是不相关的，并且在驻留时间内是固定的。

这些曲线除了起伏损耗外没有包括其他损耗，因此诸如距离波门跨接和遮挡之类的损耗可在计算R 0时计入。

Swerling I 型目标的单次扫描检测曲线可很精确地近似为P P b a FA )]SNR /(1[d += （17.25）第17章 脉冲多普勒（PD ）雷达·666· 式中，P d 为单次扫描检测概率；P FA 为虚警概率；SNR 为信噪比= (R 0/R )4。

常数a 和b 可由置换方法求出，首先由如图17.22所示中得到两对P d 和gR /R 0值，然后将gR /R 0换算成SNR ，最后求解联立方程。

图17.22 用于扫描间、Swerling I 型、瑞利起伏目标的归一化的单次扫描检测概率曲线累计检测概率P Ck （K 次扫描中至少有一次发现目标的概率）的定义为：∏--==ki i P P 1d C )](1[1k （17.26）式中，P d (i )为第i 次扫描的检测概率。

在满足1/N 发现准则的条件下，积累可以在多次扫描上进行（扫描次数是可变的），如从P d （i ）近似等于零处开始或在规定的扫描次数上进行，则如图17.22所示的单次扫描检测概率曲线可以用来计算出变扫描次数的85%的积累检测概率，如图17.23所示。

∆R 是以固定速度径向飞行目标在相邻扫描间隔内的距离变化量。

受杂波限制的情况上述讨论都假设目标落在多普勒频带中那些受噪声限制的区域（即无杂波区）。

如果目标落在副瓣杂波区，那么测距性能会降低，这是因为与目标抗争的总功率（系统噪声加杂波）增大了的缘故。

但是通过把R 0表示为信号等于副瓣杂波加上系统噪声时的距离，上述讨论也第17章脉冲多普勒（PD）雷达·667·适用于副瓣杂波区[48]~[50]。

由于目标检测区内的杂波发生变化时，门限也随之变化的缘故，故CFAR的损耗也可能更高。

图17.23 用于扫描间、Swerling 型、瑞利起伏目标的广义的85%积累检测概率曲线参考资料1 Skolnik, M. I.: Fifty Years of Radar, Proc. IEEE, vol. 73, pp. 182-197. February 1985.2 Perkins, L. C., H. B. Smith, and D. H. Mooney: The Development of Airborne Pulse Doppler Radar , IEEETrans., vol. AES-20, pp. 290-303, May 1984.3 Clarke, J., D. E. N. Davies, and M. F. Radford: Review of United Kingdom Radar, IEEE Trans., vol. AES-20,pp. 506-520, September 1984.4 Moaveni, M. K.: Corrections to “Radio Interference in Helicopter-Borne Pulse Doppler Radars,”IEEE Trans.,vol. AES-14, p. 688, July 1978.5 Moaveni, M. K.: Radio Interference in Helicopter-Borne Pulse Doppler Radars, IEEE Trans., vol. AES-14, pp.319-328, March 1978.6 Ringel, M. B., D. H. Mooney, and W. H. Long: F-16 Pulse Doppler Radar (AN/APG-66) Performance, IEEETrans., vol. AES-19, pp. 147-158, January 1983.7 Skillman, W. A.: Utilization of the E-3A Radar in Europe, Proc. Mil. Electron. Def. Expo'78, Wiesbaden,Germany, 1978.8 Skillman, W. 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