表5 合肥阳光电源公司两种典型逆变器的性能指标光伏并网接口逆变器控制方法1 引言世界文明史上, 人类不断地从自然界索取、探求适合生存和发展所需要的各种能源, 人们利用能源经历了材薪、煤炭、石油三个历史时期，这类常规能源不仅枯竭有期，而且它将引起一系列局部的或全球的环保问题。

因而目前世界上许多国家都在采取措施，积极提高能源效率，改善能源结构，去探索新能源和可再生能源的利用，并逐步使其取代常规能源，以减少环境污染并合理利用资源。

太阳能发电由于具有很多的优点，无污染，可再生，资源具有普遍性，机动灵活，可存储等，因此，光伏发电具有广阔的发展前景。

对于普通的光伏并网发电装置，已经有了比较成熟的产品，然而随着对太阳能利用的进一步开发，和用户对电能质量的要求的进一步提高，光伏系统与电力系统的接口有以下发展趋势:(1) 既可以并网又可以独立发电, 光伏发电系统和电网共同向用户供电，提高供电可靠性;(2) 具备供电质量控制功能, 如谐波补偿、无功补偿、电压调节等。

本文正是在此要求基础之上提出的一种新型的并网接口逆变器控制方法，该方法既能使得并网发电装置向电网以单位功率因数提供电能，同时也能按要求补偿无功和谐波，兼具有静止无功发生器(SVG)和有源滤波器(APF)的功能。

2 并网接口装置的基本结构和等效电压源模型整个并网装置一般由三个部分组成:补偿分量检测回路, 控制回路, IGBT主回路，其结构如图1所示。

图1 并网装置框图工作原理为由补偿分量检测回路检测出需要补偿的信号，形成参考电流值，控制回路通过参考电流值来控制逆变器工作，使逆变器向电网输送单位功率因数的电流和补偿分量，从而使系统电流中不含有谐波分量和无功功率。

控制回路根据检测到的谐波电流以及直流电压，按照一定的控制规律计算出控制量，这个控制规律便是本文所要讨论的重要问题。

并网接口装置系统基本结构如图2所示:其主电路由电压型三相桥式、电力电子器件IGBT构成的逆变器组成。

注入到电网的电流使得线路补偿电流等于参考电流。

将补偿分量电流模型使用电流源来表示可以看成如图3所示。

图2 并网接口装置基本结构图图3 系统补偿电流模型图中是由控制器提供的一个虚拟电流源，为线路的补偿电流，为负载谐波电流，为负载基波电流，是电网电压谐波畸变分量，为逆变器输出电压源。

逆变器的控制目标是使得- 等于零。

使用戴维南定理，可以将图3简单的等效为一个电压源电路，如图4所示。

由电压源模型可知，逆变器的控制目标为调节输出电压，满足等式图4 系统等效电压源模型即线路电流补偿分量- 也等于零。

式中为谐波域分量，记为。

为基波域的分量。

定义为在补偿域内要求补偿的等效电压源，因此，整个系统的控制问题实际上就转换为谐波域或补偿域内等效电压源的模型识别和跟踪。

3 boost变换实现单位功率因数控制以一相为例，将并网装置的主电路采用逆变器表示，如图5所示。

图5 并网装置原理电路图整个桥式电路从直流端来看，可以视为一个boost变换器。

设逆变器的开关频率为fs，在每个开关周期中会有两种开关状态，即T1、T4导通和T2、T3导通。

T1、T4导通时间为0<t<DTs，T2、T3的导通时间为DTs<t<Ts，其中D=Ton/Ts是占空比，Ts=1/fs为开关周期。

在0<t<DTs和DTs<t<Ts期间的等效电路如图6所示，为了分析的简单，我们采用两个假设:(a) 0<t<DTs 时间内等效电路(b) DTs<t<Ts 时间内等效电路图6 等效电路图(1) 直流侧电压源的电压在一个开关周期内恒定;(2) 开关频率fs比线路上的电流频率和非线性负荷电流的频率要高的多。

由电路知识可知，在0<t<DTs瞬间内, 我们可以认为;在DTs<t<Ts瞬间内，我们可以得到;在实际情况里，电感电流的初始值可能不同，即。

但由于上述假设2，我们认为相同。

由电感的性质，我们可以得到因此可得交流侧电压和直流侧电压的关系式为我们知道逆变器是一个输出电压可调的装置，因此，调节输出电压使得从交流电源端看入，非线性负载和逆变器并联等效成为一个纯电阻Re，如图7所示，即满足式图7 使用等效电阻表示的等效电路图结合式(6)和式(7)，并引入一个检测电阻Rs，有令，则只需要控制占空比D使得式(9)成立，即可使得式(7)成立。

因此，利用boost电路的单开关周期的特点，将逆变器视为一个boost整流器，只要控制占空比，就可以实现单位功率因数的控制。

4 重复学习boost变换控制策略由前面讨论可知，谐波域或补偿域内的电压源是不可观测的，通常做法是检测负载电流或系统线电流采用一定的控制算法直接产生PWM逆变器参考电压，然后采用PWM调制技术产生逆变器的控制信号。

由于谐波域和补偿域内的信号都是工频周期产生的，所以这种方法实际上是基于工频周期的PWM调制技术。

控制器对逆变器电力电子器件的开关周期的动态过程没有任何监控力。

此处讨论的方法是基于等效电压源模型识别技术，利用检测到的系统电流来间接识别等效电压。

图2中重复学习控制器的简单执行过程如图8所示。

图8 控制器执行过程图8中r(t)为三角波，电流差值直接反馈回来与三角波比较驱动boost变换器。

等效电压源模型识别包括两个过程，首先是等效电压源的波形形状识别，其次是幅值识别。

因此，利用上一节所讲述的方法实现谐波域或补偿域内电流与等效电压源单位功率因数，从而实现波形形状识别，同时，学习控制器提供的输出被存储器存储作为下一周期的控制，由于在一个学习周期内不会发生变化，因此把它视为逆变器指令电压来产生PWM信号。

控制器的数学描述可以如下:上式中，下标k表示计数学习周期，并且T表示学习周期，它是基波周期的整数倍;为控制器的输出，也是PWM逆变器的参考电压;表示boost变换控制的输出，也就是恒频变结构控制器的输出; 表示学习控制的输出;Re是一个常数，它取决于逆变器直流电压和三角波的幅值; e(t)为学习控制误差，它直接取值于系统线电流的补偿分量。

对于等效电路图4而言，在第k+1个学习周期里有在第k＋1个学习周期里，均为已知量，且可以被看作是预先确定的电压源。

控制变量的作用是使得式(12)得到满足。

另一方面，当k趋于无穷大时，学习控制使得,而且，与此同时，控制变量的作用也将消失。

这种恒定频率的boost变换方法用来在补偿域内达到单位功率因数，而且提供线路的补偿电流来等效补偿电压。

在达到单位功率因数期间，对逆变器电流和直流侧电压没有定量的要求，因此，这类boost变换技术可以通过不严格的变结构控制技术来完成，也就是一个恒频的变结构控制。

控制目标是使得满足，由此得到，因此，变结构控制的切换函数取。

对于图5所示的系统，其数学模型表示为;变结构控制的数学描述为;式(14)控制的开关操作与boost变换器一致，变结构的等效控制为;这里采用的是恒定的开关频率，切换函数被设计直接与三角波r(t)进行比较，这种恒频变结构的特点是容易满足系统稳定条件，但不能保证滑动模态具有不变性，并且存在一个平均滑动模态。

如果取三角波的峰值为则平均滑动模态为不考虑开关频率分量，平均滑动模态SAVG就是变结构控制作用后在补偿域内的系统电流。

将式(14)(15)(16)代入式(17)可得式(18)再次证明了恒频变结构控制使得系统在补偿域内取得了单位功率因数，其结果与恒开关频率的boost变换控制一致。

5 仿真结果为了验证控制器的可行性，利用PSCAD工具对并网装置进行了仿真研究。

当并网装置未并入电网时系统的电流和电压波形如下图9所示。

图9 未并网时系统电压、电流波形由图9可以看出，负载产生了大量谐波电流和无功电流，该电流全部由电网提供，造成电网电流波形发生严重畸变。

利用傅立叶变换对线路上电流谐波含量进行分析，可以得到各次谐波含有率如表1所示:将装置并入电网，采用重复学习boost变换控制使得逆变器向系统提供负载所需要的谐波和无功功率，同时还提供部分有功功率。

仿真波形如图10所示。

从图中可以看出，电网侧输电线路上的谐波得到了良好的补偿，且与电压相位一致，幅值较图9有所下降，说明负载电流的谐波和无功完全由并网装置就地提供，而且还提供了一定的有功功率，使得同样情况下，电网侧提供的有功功率有所降低。

图10 并网装置接入后仿真波形利用傅立叶变换对线路上电流谐波含量进行分析，可以得到各次谐波含有率如表2所示:由表2中数据可以看出，采用重复学习boost变化控制将装置并网后，电网侧电流的谐波含量明显减少，提高了电网质量。

当太阳能充足的时候，我们可以将本地负载消耗不了的多余能源向电网提供，一方面可以充分利用资源，另一方面也可以解决电网电力不足的问题。

仿真波形如图11所示，由图可以看出，电网电压和电流相位相差180°电度角，说明电能由逆变器侧向电网侧流动，电网侧吸收能量。

逆变器发出的电流波形幅值较图10明显增大，比负载电流幅值也明显要大，同样说明逆变器向负载和电网同时提供电能。

图11 并网装置向电网输送有功功率仿真波形分析电网侧电流谐波含量，可得各次谐波含有率如表3所示:通过上面仿真波形和分析数据可以看出，该控制方法效果良好。

6 结束语本文利用基于PWM逆变器并网系统的电压源模型，通过对boost变换技术进行分析，结合变结构理论和学习控制理论，提出了一种重复学习boost变换控制方法。

该方法把逆变器视为boost变换器使其在补偿域内实现单位功率因数，同时通过学习控制将补偿电流转换成逆变器参考电压。

由于电流与电压波形相同，相位一致，学习控制实现了快速跟踪。

我们通过仿真验证了该方法的正确性和效果。