in 71
BOOST
同步BOOST变换器
1 输出二极管换为功率MOSFET 2 应用于高功率输出大电流 3 高效率
多相BOOST变换器
1 低的输出电压纹波 2 小的电感和小的电容 3 高效率
72
BOOST
元件选取
①功率MOSFET VDDS > Vo， IDmax > Io/(1-D)+ΔI/2 ②续流二极管或同步MOSFET VRRM > Vo， IF(AV) > Io ③电感 L >VINDMAX / f ΔI ， ΔI = 0.2~0.4 IIN ， 饱和电流Isat > IIN+ΔI/2 ④PCB：输入地回路电流连续，输入地为干净地
4
LDO
3）NPN准LDO调节器利用一个非达林 顿结构的NPN作为主要传输晶体管 ，由PNP提供驱动。由于单独NPN的 电流增益通常要高于PNP，因此该 调节器的电流增益要比传统的PNP LDO要高，且负载调节更佳、接地 引脚电流更低，但还是稍逊于标准 的NPN达林顿调节器。由于在传输 器件中只用一个NPN而非达林顿， 因此准LDO的压降仅为VCESAT与VBE 的和（约1～1.5伏）。
LTC1628/1629
CLK
1:1 Gain Diff Op-Amp
电流检测比较 ITH电压环补偿
40
BUCK
峰值电流模式控制BUCK变换器 优点: 1 内在固有的精确/快速脉冲限流,可靠性高 2 真正的电感电流软起始 3系统是一阶，稳定的余量大稳定性好,对于所有陶冶电容 容易设计补偿环路 4 易实现多个相位/多个变换器并联操作得到更大输出电流 5 精确/快速的电流均流 6 输出电压与输入电压无关，允许大的输入电压纹波， 减小输入滤波电容从而提高了输入的功率因素 缺点 需要精密的电流检测电阻,影响效率和成本
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BOOST升压变换器
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BOOST
Boost变换器
升压调节器
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BOOST
开关管导通，电感激磁电流线性上升
L di L = Vin dt
V D = in Lf S
5
LDO
2）PNP低压差（PNP LDO）调节器的 传输晶体管更为简单，包括一个由 二级低电流NPN驱动的PNP。其压差 就是PNP晶体管饱和电压，根据负 载电流地引脚电流（等于负载电 流除以PNP的β值）。接地引脚电 流高（导致功率损耗）是PNP-LDO 设计的一个重要缺陷。PNP-LDO调 节器的回路带宽通常在数百KHz
19
BUCK
20
BUCK
同步Buck变换器
1 续流二极管换为功率MOSFET 2 应用于低电压大电流 低电压⇒低占空比,续流管导通更长时间 3 高效率
大的输出电流时,同步管用 几个MOSFET并联以减小 导通电阻同时有利于散热
21
BUCK
22
BUCK
23
BUCK
CCM连续电流模式
在重负载电流时
LDO
1
LDO
线性电源LDO ①低效率,短电池寿命,效率 = Vo/Vin 压差 = Vin- Vo ②小尺寸,低输出电流,成本低,容易设计 ③输出干净 ④只能降压
工作在线性区 相当于一个可变电阻
2
LDO
3
LDO
1） NPN达林顿调节器利用一个由 PNP驱动的NPN达林顿传输晶体管 作为其传输器件。它需要来自误 差放大器的非常小的驱动电流来 处理大载荷电流，但它要求的输 入－输出的最小压降值最高（2～ 2.5V）。由于传输晶体管的基电 流“贡献”给载荷电流，因此接 地电流非常低；这是第一个三端 可调调节器（其负载额定电流为 几安培）设计通过的关键因素。 NPN调节器的回路带宽接近或超过 1MHz。
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LDO
9
LDO
10
LDO
11
功耗计算
热设计LDO及开关电源
LDO
主功率损耗:输入电压和输出电压(压降),输出电流 器件静态功耗
开关电源控制器
驱动损耗 器件静态功耗
开关电源单芯片
驱动损耗 器件静态功耗 开关管开关损耗和导通损耗 输入电压,输出电压,输入电流,输出电流
12
LDO
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开关电源
开关管关断，电感去磁电流线性下降
−L diL = Vin − Vo dt
(Vo − Vin )(1 − D) Lf S
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ΔI pk
ΔI pk =
BOOST
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BOOST
CCM
输出负载电流下降 从CCM-DCM
CCM有最小输出负载电流要求
DCM
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BOOST
输出电容纹波:
注意: iD>Io时Cout 充电 方法1: 在充电时间积分
考虑ESR:
ΔU o 2 = ESR • ΔI Lpk =
(1 − D)Vo • ESR Lf fS
27
BUCK
临界工作模式(介于DCM和CCM边界)
Io = 1 (V in − V o ) D I L max = 2 2L f fS
DCM
Io
Toff Vo Vin
(Vin − Vo ) D 1 < I L max = 2 2L f f S (V − V ) D = D' TS = in o TS < (1 − D)TS Vo D = D + D'
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BUCK
电压模式控制BUCK变换器 优点: 不需要精密的电流检测电阻供最缺点 缺点 1 环路增益是输入电压的函数,需要输入电压前馈 2 环路增益是输出电容ESR的函数,需要仔细设计补 偿环路 3 电流检测/限流控制缓慢不准确 4 如果多个电源和多个并联相位操作,需要外部电 路进行均流控制
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BUCK
功率电感提供商 1 Pulse 2 TDK 3 Panasonic 4 Sumida 5 Murata 6 Delta
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BUCK
BUCK变换器轻载时操作控制技术
1 强迫CCM模式 2 跳脉冲模式(定频DCM到变频) 3 突发模式Burst Mode
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BUCK
突发模式 跳脉冲模式
提供最好的低负载电流效率 但输出电压纹波高
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开关电源
开关电源 ①高效率,长电池寿命,大电流 ②大尺寸,成本高 ③输出噪声,降压/升压/负压
BUCK
SEPIC
BOOST
CUK
BUCKBOOST
15
BUCK降压变换器
16
BUCK
Buck变换器
降压调节器
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BUCK
开关管导通,电感激磁,电流线性上升
di L L = Vin − Vo dt
ΔI pk = (Vin − Vo ) D Lf S
开关管关断,电感去磁, 电流线性下降
−L di L = Vo dt
Vo (1 − D) Lf S
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ΔI pk =
BUCK
ΔBAe N =V Δt
伏秒值平衡:
V Δ t =恒定
toff: 去磁
ton: 激磁
ΔB
Vo ⋅ toff = (Vin – Vo) ⋅ ton Vo = D ⋅ Vin 其中: D = Ton/ T 忽略功率损耗: Vin ⋅ Iin = Vo ⋅ Io Iin = IL = Io/D
峰值电流模式控制BUCK变换器
L Rsense rc d Vin
PWM
Ki
R C
Vo
vo
d slope comp
iL feedback
Kref(s) EAIN
R2
C2
比较器
vc
Rth 补偿网络 Cth
ITH
igm
gm veainR1
C1
Cthp
Ro
Vref 误差放大器
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BUCK
峰值电流模式控制图
P∝fs CV2/2
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BUCK
元件选取
②续流二极管或BOT同步MOSFET VRRM 或 VDDS > Vinmax ， IF(AV) 或 IDmax > Io(1-D) 导通损耗:
续流二极管功耗死区时间
下管选取主要考虑RDSON
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BUCK
元件选取:电感 L >VODMIN/f ΔI
ΔI = 0.2~0.4 Io 饱和电流Isat > Io+ΔI/2,注意工作温度
提供最低的输出电压电流纹波 但低负载电流效率差
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BUCK
效率与轻载调整率 突发模式具有最高轻载效率，其次是跳脉冲模式，强迫CCM模式轻载 效率最低 强迫CCM模式具有最好轻载调整率，其次跳脉冲模式， 突发模式轻 载调整率最差
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BUCK
电压模式控制BUCK变换器
L Vin d
PWM
rc R C
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LDO
P沟道CMOS 低压差调节器（P-FET CMOS LDO）与PNP LDO非常类似， 但是P-PET并不需要大量的接地引 脚电流。该设计的缺陷在于最小 VIN的范围受到P-PET的限制，且需 要注意大量门电容，以保持回路稳 定。P-FET LDO调节器的回路带宽 通常在数百KHz。
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LDO
1 伏秒值平衡
Ton + Toff D2 V −V 1 Vin in o Io = I L max = TS Vo 2 2LfS