一毕业设计（论文）进展情况
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为什么要使用两级放大器，两级放大器的优点：
单级放大器输出对管产生的小信号电流直接流过输出阻抗，因此单级电路增益被抑制在输出对管的跨导与输出阻抗的乘积。
在单级放大器中，增益是与输出摆幅是相矛盾的。
GB GB GB ()()()
p p z
的相位裕量，所以
2.2 10L
C
因此由补偿电容最小值
即可以得到2m1
12'
1
g (/)(/)2/12N W L W L K I ==≅ 用负ICMR 公式计算5Dsat V 由式（12）我们可以得到下式
15(min)IC SS GS Dsat V V V V =++
如果5DS V 的值小于100mv ，可能要求相当大的5(/)W L ，如果5Dsat V 小于0，则ICMR 的设计要求则可能太过苛刻，因此，我们可以减小5I 或者增大5(/)W L 来解决这个问题，我们为了留一定的余度我们(min)IC V 等于-1.1V 为下限值进行计算
15
2
511
(min)Dsat IC TN SS I V V V V β=---（
）
则可以得到的5Dsat V 进而推出
555'2
552(/)()Dsat S W L K V ==
（I ）
11/1≅
即有58(/)(/)11/1W L W L =≅
为了得到60°的相位裕量，6m g 的值近似起码是输入级跨导1m g 的10倍（allen 书p.211例6.2-1），我们设us g g m m 9421016==，为了达到第一级电流镜负载（M3和M4）的正确镜像，要求46SG SG V V =，图中x ，y 点电位相同
我们可以得到6644
(/)(/)64/1m m g
W L W L g ==
进而由6662(/)m P
d g K W L I '=我们可以得到直流电流 22
m6m6
67''
6666
g g 113.72(/)2d d I I A K W L K S μ==== 同样由电流镜原理，我们可以得到
7755
(/)(/)32/1d d I
W L W L I ==
3、仿真和测量 （1）DC 分析
图2 VOUT 、M5管电流、M7管电流、Vx 与Vy 与输入共模电压变化的关系
图4 测量共模输入范围的电路图
图5 运放的输入共模电压范围
从图中可以得到输入共模范围满足设计指标(-1V~2V)
（3）测量输出电压范围
在单位增益结构中，传输曲线的线性收到ICMR 限制。
若采用高增益结构，传输曲线
的线性部分与放大器输出电压摆幅一致，图6为反相增益为10的结构，通过R L 的电流会对输出电压摆幅产生很大的影响，要注意对其的选取，这里我们选取R L =50K Ω，R=60K Ω.图8为输出电压范围
V IN
V DD
V SS
C L
V OUT 10R
R
RL
图6 测量输出电压范围的原理图
图7 测量输出电压范围的电路图
图8 输出电压的范围
可以看出输出电压摆率大概在-2V~2V之间，基本满足要求
（4）测量增益与相位裕度
相位裕度是电路设计中的一个非常重要的指标，用于衡量负反馈系统的稳定性，并能用来预测闭环系统阶跃响应的过冲，定义为：运放增益的相位在增益交点频率时（增益幅值等1的频率点为增益交点），与-180°相位的差值。
图9 测量增益与相位裕度的原理图
（a）
（b）
图10 运放的交流小信号分析
从图中看出，相位裕度63°，增益66dB，增益指标未达到，单位增益带宽仅有4GB左右
二、共模反馈结构
由于在高增益放大器中,输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感,而且不能通过差动反馈来达到稳定。
因此,必须增加共模反馈网络来检测两个输出端的共模电平,并有根据的调节放大器的一个偏差电流。
一般的共模反馈结构如图11所示,将共模反馈的任务分为3步: 1)检测输出Vout1 和Vout2的共模电平; 2) 同一个参考电压Vref比较; 3) 将误差送回放大器偏置网络。
输共模电平为Vout, CM = (Vout1 + Vout2 ) /2. 其中Vout1 , Vout2 是两个单端输出端的电压。
如果应用电阻分压器结构(见图12) ,则要求分压电阻R1 , R2必须比运算放大器的输出阻抗大得多, 但是套筒式运算放大器具有高输出阻抗的特点, 所以如果应用图11的共模电平检测结构需要R1 和R2 相当大,并且还要求R1 = R2 ,这在实际实现上有很大的困难。
根据本电路特点本文提出另一种检测共模电平的结构,图13说明了这种结构的原理。
图11共模负反馈原理图
图12电阻检测的共模反馈
图15 检测第1级输出共模电平原理图
共模反馈电路并未使用传统的电阻或电容来读取共模电平而是应用两个单位增益缓冲器,这里应用了运算放大器的单位增益缓冲器的高输入电阻的特点,从而避免使用大电阻. 因为大电阻既不易制作,又会影响输出摆幅. 单位增益缓冲器的增益越高,越理想,电压跟随性能越好. 目前确定共模电平的方法主要是使用两个电容来来代替大电阻,然而电容又有其占用面积大和工艺上制作精度仅能达到±20%的缺点. 采用这种结构既能避免采用电容或电阻提取共模电平占用较大面积的缺点又可以达到同样的提取共模电平的作用。
参考电压的比较电路应用双端输入单端输出的比较器的结构,将M2,M3作为二极管
连接器件,以达到低增益的特点. 比较器的放大倍数通过对电路的小信号分析得到,其gm1 , r01 为M1的跨导和输出电阻; gm2 , ro2 为M2的跨导和输出电阻。
共模反馈部分的完整电路图由图16给出,它是以上两部分的综合结构. 应用此结构不仅可以保证运算放大器第1级有稳定的共模电平,而且它同时也是第2级放大电路的前馈电路网络,起到稳定后一级输入共模电平的作用. 通过对电路参数的调节可以使第1级的输出共模电平维持在2.5 V左右。
图16检测输出共模电平完整的电路图
6、修改电路后的AC分析
在共模输入电压分别为-1V和+2V以及0V的条件下做交流小信号分析，得到低频小信号开环电压增益的幅频与相频特性曲线，如图17——图18
图17 dc=0V时的小信号仿真，增益为80.91 dB
图18 dc=2V时的小信号仿真，增益为73.12 dB
图19 dc= -1V时的小信号仿真，增益为73.21dB
表5 三种共模输入电压下的运放小信号分析
共模电压 0V 2V
-1V 低频增益 80.91 73.12 dB 73.21 dB GB 5.44 MHz 5.681 MHz
5.681 MHz 相位裕度
59.82°
58.44°
58.45°
7、电源电压抑制比测试
因为在实际使用中的电源也含有纹波，在运算放大器的输出中引入很大的噪声，为了有效抑制电源噪声对输出信号的影响，需要了解电源上的噪声是如何体现在运算放大器的输出端的。
把从运放输入到输出的差模增益除以差模输入为0时电源纹波到输出的增益定义为运算放大器的电源抑制比，式中的vdd=0，vin=0指电压源和输入电压的交流小信号为0，而不是指它们的直流电平。
需要注意的是，电路仿真时，认为MOS 管都是完全一致的，没有考虑制造时MOS 管的失配情况，因此仿真得到的PSRR 都要比实际测量时好，因此在设计时要留有余量。
0===
vin DD
vdd V A A PSRR
VDD
VSS
Vout
＋＋＋
＋＋＋
Vdd
Vss
-+
图20 电源抑制比的原理图
图21 正负PSRR 的测试结果
图23 测量摆率和建立时间的电路图
图24 摆率与建立时间
9、CMRR 的频率响应测量 差动放大器的一个重要特性就是其对共模扰动影响的抑制能力，实际上，运算放大器既不能是完全对称的，电流源的输出阻抗也不可能是无穷大的，因此共模输入的变化会引起电压的变化，OUT v ,CM IN v ,是指共模输出端和共模输入端的交流小信号，而不是它们的直流偏置电压。
绘制电路图时，无法体现由于制造产生的不对称性，因此采用保留余量的方法。
注意，同相反相端加入相同的小信号电压Vcm 。
CM v A A CMRR =
,CM
IN OUT CM v v
A ,= VDD
VSS
Vcm
Vcm
Vout
图25 测试CMRR 的原理图
图26 放大器的CMRR的频率响应曲线
从图中可以从得到电路的共模抑制比为81.5dB。
在100KHz以下CMRR是相当大的。
三导师意见
四专业责任教授意见。