基于单片机（89C51）的双闭环直流调速系统摘要：该文介绍89C51单片机在直流电机转速控制系统中的应用、实现方法、硬件结构等。

本系统采用霍尔元器件测量电动机的转速，用89C51单片机对直流电机的转速进行控制，用DAC0832芯片实现输出模拟电压值来控制直流电动机的转速。

1．前言直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。

从控制的角度来看，直流调速还是交流拖动系统的基础。

早期直流电动机的控制均以模拟电路为基础，采用运算广大器、非线性集成电路以及少量的数字电路组成，控制系统的硬件部分非常复杂，功能单一，而且系统非常不灵活、调试困难，阻碍了坦洲电动机控制技术的发展和应用范围的推广。

随着单片机技术的日新月异，使得许多控制功能及算法可以采用软件技术来完成，为直流电动机的控制提供了更大的灵活性，并使系统能达到更高的性能。

采用单片机构成控制系统，可以节约人力资源和降低系统成本，从而有效的提高工作效率。

2.转速的测量原理转速是工程上一个常用的参数，旋转体的转速常以每分钟的转数来表示。

其单位为r/min。

转速的测量方法很多，由于转速是以单位时间内的转数来衡量的，因此采用霍尔元器件测量转速是较为常用的一种测量方法。

霍尔器件是具有半导体材料制成的一种薄片，器件的长、宽、高分别为l、b、d。

若在垂直于薄片平面（沿厚度d）方向施加外加磁场B，在沿l方向的两个端面加以外电场，则有一定的电流经过。

由于电子在磁场中运动，所以将受到一个洛仑磁力，其大小为：fl=pVB 式中“fl—洛化磁力，q—载流子电荷，V—载流子运动速度，B—磁感应强度。

这样使电子的运动轨迹发生偏移，在霍尔元器件薄片的两个侧面分别产生电子积聚或电荷过剩，形成霍尔电场，霍尔元器件两个侧面间的电位差UH称为霍尔电压。

霍尔电压大小为：U H=R HχIχB/d（mV）式中：R H—霍尔常数，d—元件厚度，B—磁感应强度，I—控制电流设K H= R H /d,则U N=K HχIχB（mV）K H为霍尔器件的灵敏系数（mV/mA/T）,它表示该霍尔元件在磁感应强度和单位控制输出霍尔电动势的大小。

应注意，当电磁感应强度B反向时，霍尔电动势也反向。

若控制电流保持不变，则霍尔感应电压将随外界磁场强度而变化，根据这一原理，可以将一块永久磁钢固定在电动机的转轴上转盘的边沿，转盘随被测轴旋转，磁钢也将跟着同步旋转，在转盘附近安装一个霍尔元件，转盘随轴旋转时，霍尔元件受到磁钢所产生的磁场影响，故输出脉冲信号，其频率和转速成正比，测出脉冲的周期或频率即可计算出转速。

3 直流电动机转速控制系统硬件设计通过自制5V电源来确保工作电压正常，由霍尔元件及外围器件组成的测速电路将电动机转速转换成脉冲信号，送至单片机的计数器T1，由T1测出电动机的实际转速，并与设定值比较形成偏差。

根据比较结果，使DAC0832输出控制电压增大或减小。

功放电路将DAC0832输出的模拟电压转换成具有一定输出功率的电动机控制电压。

4 直流电动机转速控制系统软件设计1、编程思路：控制系统程序的功能是用89C51单片机的T0、T1测出电动机的实际转速，并与给定值进行比较。

根据比较结果，使DAC0832芯片的输出控制电压增大或减小。

30H单元存放实际转速与设定值是否相等的标志。

“1”表示相等，“0”表示不相等。

40H单元存放送入DAC0832芯片的数字控制电压。

7FFFH为DAC0832地址。

2、系统流程图如图3所示：5 直流电动机转速控制系统的工作原理直流电动机的转速与施加于电动机两端的电压大小有关。

本系统用DAC0832控制输出到直流电动机的电压的方法来控制电动机的转速。

当电动机转速小于设定值时，DAC0832芯片输出电压减小，从而使电动机以设定的速度恒速旋转。

我们采用比例调节器算法。

控制规律：Y=KP e(t)+KI』e(t)dt式中：Y一比例调节器输出，K 比例系数，K 一积分系数e(t)一调节器的输入，一般为偏差值。

系统采用了比例积分调节器，简称PI调节器，使系统在扰动的作用下，通过PI调节器的调节器作用使电动机的转速达到静态无差，从而实现了静态无差。

无静差调速系统中，比例积分调节器的比例部分使动态响应比较快(无滞后)，积分部分使系统消除静差。

6.双闭环直流调速系统的组成调速系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流。

结构原理图如图1所示，图中符号的意义分别为：ASR-转速调节器；ACR-电流调节器；TG-测速发电机；TA-电流互感器；UPE-电力电子变换器U*n；-转速给定电压；Un-转速反馈电压；U*i-电流给定电压；Ui-电流反馈电压。

7. 电流环与转速环的设计经过测量计算，确定系统的基本参数如下：直流电动机：Un=220V，1.16A，1500r／mi n，Ce=0.15，λ=1.3晶闸管装置放大倍数：Ks=63.3电枢回路总电阻：R=41.14Ω时间常数：Tm=0.04s．TL=0.028s电流反馈系数：β=3.3／λInom=3.3／1.5=2.188转速反馈系数：α=2.5／1500=0.0017稳态指标：静差率小于5％，D>103.1 电流环的设计7.1.1 确定时间常数①整流装置滞后时间常数：三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s。

②电流滤波时间常数：由于主回路的电流是脉动直流，为了能取得电流的平均值，可采用多次采样取平均值等数字滤波方法，但考虑到系统的CPU时序安排紧张，决定采用加硬件滤波环节的办法，但其时间常数应该取得小一些，取③电流环小时间常数按小时间常数近似处理，取7.1.2 选择调节器结构电流环按I型系统设计，电流调节器选用PI调节器，其传递函数为：7.1.3 计算各调节器参数：ACR超前时间常数：。

电流开环增益：按δI％≤5％，应取，因此：则ACR的比例系数为：7.1.4 校验近似条件电流环截止频率Wci=KI=178.57／S晶闸管整流装置传递函数近似条件Wci≤1／3Ts 现在，，满足近似条件。

忽略反电动势对电流环影响的条件 现在，，满足近似条件。

小时间常数近似处理条件： 现在， ，满足近似条件。

7.1.5 计算调节器电阻和电容模拟式电流调节器电路如右图：图中：*i U —电流给定电压 d I β-—电流负反馈电压c U —电力电子变换器的控制电压按所用运算放大器取Ω0R =40K ，各电阻和电容值计算如下:1.013*4040.52K ==Ω=Ωi i 0R R K K 取40ΩK630.03*100.7540*10i C F F τμμ===i i R 取0.75F μ 6344*0.002*100.240*10oi T C F F μμ===oi 0R 取0.2F μ 按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为：% 4.3%5%i σ=<，满足设计要求。

7.2 转速环的设计7.2.1 确定时间常数①电流环等效时间常数为②转速滤波时间常数Ton外加转速滤波环节，取③转速环小时间常数按小时间常数处理，取：7.2.2 选择调节器结构按典型II型系统设计转速环，ASR选用PI调节器，其传递函数为7.2.3 计算转速调节器参数按跟随和抗扰性能都较好的原则，取=5，则ASR的超前时间常数为：转速环开环增益：于是，ASR的比例系数为：7.2.4 验近似条件转速环截止频率为电流环传递函数简化条件：现在 满足简化条件。

小时间常数近似处理条件：现在： ，满足近似条件。

5 计算调节器的电阻和电容模拟式转速调节器电路如下图；图中：*n U —为转速给定电压n α-—为转速负反馈电压，*i U —调节器的输出是电流调节器的给定电压取Ω0R =40K ，则11.7*40468n R K ==Ω=Ωn 0R K K 取470ΩK630.087*100.185470*10n C F F τμμ===n n R 取0.2F μ 6344*0.01*10140*10on T C F F μμ===on 0R 取1F μ8. 采样周期选择及PI 控制算法8.1 采样周期选择根据采样定理，必须使采样频率Ws≥2Wmax，以便采样后的离散信号不会失真，ws=2π(1／Ts)，为采样角频率；wmax=2πfma为信号最高角频率。

按采样定理可以确定采样周期的上限值：Ts≤π／Wmax；实际应用中，常按一定的原则，结合使用经验来选择采样周期Ts:Tmin≤Ts≤Tmax。

在一般情况下，可以令采样周期，或用采样角频率Ws≥(4～10)Wc，Wc为控制系统的截止频率。

由双闭环的设计参数知：8.2 PI控制算法当输入误差函数e (t)，输出函数是u (t)时，PI调节器的传函：；则，u (t)和e (t)关系的时域表达式可写成：其中，KP=KPI，为比例系数；为积分系数。

将上式离散化成差分方程，其第k拍输出为：9. MATLAB仿真建模与波形分析电流调节器和转速调节器仿真模型分别采用I型和Ⅱ型系统，所用数据为按工程方法计算的参数，并根据经验略作调整，MATLAB仿真波形如图4所示。

从图4中可以看出，由于负载增大，使电枢电流出现一个小的数值增大的波动后，达到新的负载电流状态的稳定值，这个稳定值与负载增加前相比，数值变大。

由图5和图6得：突然给定电压U*n时，Un很小，所以△Un很大，ASR很快饱和，输出为最大值，电枢电流线形增加，当r>n*时，Un>U*n那么△Un变极性，ASR退饱和，转速负反馈投入运行，直到n=n*。

综上所述，起动电流根据电机起动波形，可以看到速度与电流之间的关系与理论情况基本相同。

10. 实验波形及分析(1) 电机突加最大给定时，转速波形如图7。

由于测速发电机性能的影响，使得超调现象不明显。

由图7可知，转速起动波形与SIMULINK仿真所得波形一致，达到了预期的效果。

(2) 电枢电流波形电枢电流波形在突加给定时，在双闭环的作用下迅速上升，迫使电动机快速起动，然后迅速回落直到等于负载电流。

在图8，因为测速发电机性能和晶闸管驱动环节死区电压的影响，使得电枢电流没有恒流阶段。

但波形与SIMULINK仿真所得波形趋势一致，达到了预期的效果。

11.结论本设计为“基于单片机的双闭环直流调速系统”，由单片机控制电动机的转速，经过调试证明设计的双闭环系统能满足设计指标的要求，完成了设计任务。

实验结果表明经过该设计系统改进，与其为单闭环系统相比：机械特性偏硬，快速起制动，突加负载动态速将小。

因为本系统采用了双闭环系统，所以系统能够通过两个转速调节器进行自动调节作用减少稳态速降，但是有超调。

为使系统的稳态性能更好，该系统采用无静差调节，即转速调节器采用比例积分调节器（PI调节器），使系统保证恒速运行，以保证满足更严格的生产要求。