图 2 带负载前馈的电感电流内环 电压外环控制系统方框图
( ) ) 根据图 ( ) 可推 导 出 电 感 电 流 内 环 的 开 环 和 闭 环 ! 传递函数 :
3 控制系统极点配置与性能分析
假设电压 、 电流调节器分别为 :
k $ i )= k G s v( $ p+ s k ! i )= k G s i( ! p+ s 经计算得知整个系统的闭环特征方程为 :
$ ( ) & u $ L C S! +r C S +$ 由于这里的等 效 电 阻 r 很 小 , 则逆变器可以近似
压外环电流内环的双环控制方案是高性能逆变电源的
!] 发展方向之一 [ , 双环控制方案的电流内环扩大逆变
u " =
器控制系统的带宽 , 使得逆变器动态响应加快 , 非线性 负载适应能力加强 , 输出电压的谐波含量减小 。
系统的控制器参数按 常 规 方 法 设 计 , 需考虑两个调节 器之间的响应速度 、 频 带 宽 度 的 相 互 影 响 与 协 调 , 控 制器设计步骤复杂 , 还需要反复试凑验证 ; 采用极点配 置方法大大简化了设 计 过 程 , 同时能满足高性能指标 要求 , 这种设计方 法 具 有 明 显 的 优 越 性 。 对 于 这 样 的 高阶系统 , 为了得到所需要的动态性能和稳定性能 , 我 们的处理方法是 : 将其中两个极点配置为一对共轭极 点, 另外两个极点配置在距虚轴很远的地方 。 假设四阶 双 环 控 制 系 统 的 希 望 闭 环 主 导 极 点 为
+] 电 流i 所 以 抗 输 出 扰 动 性 能 比 较 差[ 。为 "的 突 变 ,
$+k r C +C k k! i! ! $ p & p +C + )=s D( s s + s + L C L C
k k k k k $ ! i +k ! $ i $ i ! i p p ( ) # s+ + L C L C 显然上述系统为 一 个 四 阶 系 统 , 而对于双环控制
$] , 滑 模 变 结 构 控 制 等。 目 前, 电 滞环控制 , 重复 控 制 [
图 1 单相逆变器主电路结构图
对式 ( ) 进行 L $ a l a s变换后可以得到 : p
u " =
L S +r $ ) ! u i $" ( L C S! +r C S +$ C S +$ L C S! +r 当逆变器空载时 , , 那么 i " ,"
)= G s i o p( 压外环的开环和闭环传递函数 : )= G s u o p( ( ( k s+k k s+k $ $ i) ! ! i) p p ( ) $ " ! s[ L C s +( r C +C k s+$+C k ! ! i] p)
!
( ( k s+k k s+k $ $ i) ! ! i) p p + & ! ) ) ( ( L C s r C C k s k k C k s k k k s+k k $ + + ! + + $ +( ! i $ ! i +k ! $ i) $ i ! i p p ! p+ p p
·1 9·
u ˙ "
└" $ L L
$ ┐ u C "
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" $ └ ┐ └ - ┐ Ci ) $ + $ u$ + " ( i $ " ┘ L┘ L L
收稿日期 : ! " " % " ( " ’ 作者简介 :陈 瑞 ( , 男, 湖北武汉人 , 华中科技大学电 力 $ ( ’ $* ) 与电子工程学院硕士研究生 , 研究方向 : 逆变电源的控制 。
0 引
言
早些年 , PWM 逆 变 器 电 压 电 流 双 环 控 制 用 输 出 电压有效值外环维持 输 出 电 压 有 效 值 恒 定 , 这种控制 方式只能保证输出电 压 的 有 效 值 恒 定 , 不能保证输出 电压的波形质量 , 特别是在非线性负载条件下输出电 压谐波含量大 , 波形 失 真 严 重 ; 另 一 方 面, 电压有效值 外环控制的动态响应过程十分缓慢 , 在突加 、 突减负载 时输出波形波动大 , 恢复时间一般需要几个甚至几十 个基波周期 。 瞬时控制方案可以在运行过程中实时地 调控输出电压波形 , 使得供电质量大大提高 。 其中 , 应 用较多的有 : 电压单环 P 电 压 电 流 双 环 控 制, I D 控 制,
! 希望的闭环非主导极点分 s wr/ wr ヘ $* j $, ! ,* r r , ζ ζ 别为s 则双环控制系统的希 wr, s n wr, & ,*m r + ,* r ζ ζ 望特征方程为 : ! )= ( ( Dr( s s wr + wr!) s+ m wr) +! r r ζ ζ ( s+n wr) r ζ
改善抗负载 扰 动 性 能, 电感电流内环可改为电感电 流瞬时反馈控制和负载扰动前馈补偿相结合的控制 方式。 单相逆变器带负载前馈的电感电流内环电压外环 控制系统框图如图 ! 所 示 , 电压外环采用 P I调 节 器 , 使得输出电压波形瞬 时 跟 踪 给 定 值 ; 电流内环也采用 电流 调 节 器 比 例 环 节 用 来 增 P I调节器跟踪给定电流 , 加逆变器的阻尼系数 , 使整个系统工作稳定 , 并且保证 有很强的鲁棒性 。
&] 的看作一无 阻 尼 二 阶 振 荡 环 节 [ 。这 时, 对扰动抑制
1 单相逆变器模型
图 $ 为一个带 L C 滤波器的 单 相 逆 变 器 的 主 电 路 结构图 。 选择电容电压 u " 和 电 感 电 流i $ 作为状态变 量, 可得状态空间表达式如下 : = [ i ˙ ]
$
能力很弱 , 因而需要 采 用 一 定 的 控 制 手 段 加 大 整 个 系 统的阻尼 , 达到快速性和稳定性的要求 。
2 控制策略分析
一般而言, 逆变器的双环 控 制 分 两 类: 一类是以 滤波电容电流为内环被控量的电容电流内环电压外 环控制, 一类 是 以 滤 波 电 感 电 流 为 内 环 被 控 量 的 电 感电流内 环 电 压 外 环 控 制。在 电 压 源 逆 变 器 中, 应 用 滤 波 电 容 电 流i 因i C 作为内环反馈比较广泛, C 被 瞬时 控 制 , 使 得 输 出 电 压u C 因i C 的微分作用而提前 得到矫正, 因此带负载的能力强, 但无法对逆变器进
S t u d f I n v e r t e rw i t hD u a l L o o o n t r o l yo pC
, , CHE NR u i Z HOU L i a n WE IZ h o n c h a o g g ( ,Wu ) H u a z h o n n i v e r s i t fS c i e n c ea n dT e c h n o l o h a n+ & " " ) +, C h i n a gU yo g y : , A b s t r a c t S e v e r a l c u r r e n t *m o d e i n n e r l o o o n t r o l s c h e m e s a r ed i s c u s s e d i n t h i sp a e r t h e nad u a l l o o o n t r o lm e t h pc p pc o db a s e do nt h e i n d u c t o r c u r r e n t f e e d b a c k i sp r e s e n t e da n dt h ep a r a m e t e r so f c o n t r o l s s t e ma r ed e s i n e db h em e t h o do f y g yt ,m o l ec o n f i u r a t i o n . T h i sc o n t r o lm e t h o dc a n i m r o v e t h ed n a m i c r e s o n s ec h a r a c t e ro f t h e i n v e r t e r a k e t h e i n v e r t e rh a s p g p y p o o dp e r f o r m a n c ew i t hn o n l i n e a r l o a da n da l s or e d u c e t h eh a r m o n i cp e r c e n t a eo f t h eo u t u tv o l t a e . g g p g : ; ; ; K e o r d s o l ec o n f i u r a t i o n i n v e r t e r i n d u c t o r c u r r e n t f e e d b a c k d u a l l o o o n t r o l yw p g pc
图 4 电流内环闭环频率特性
从图中可以很直 观 的 看 出 : 电流调节器内环带宽 很宽 , 响应速度非常 快 , 而 且 有 足 够 的 相 角 裕 度; 电压
图 3 电流内环开环频率特性
外环相角裕度 、 幅值裕度也很大 。 该双环控制系统对 基 波的增益接近$, 反映了系统稳态性能很好 ; 在低频
图 7 逆变器双环系统负载突变响应 ( 额定功率阻性负载 )
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