一：方案论证1.系统总体设计方案根据题目要求，总体设计方案如下：将交流电220V送进隔离变压器，一级输出18V交流电。

通过整流滤波，将交流电转为直流电，进行DC-DC升压和降压。

副DC-DC实现的降压值为5V，用于给单片机控制系统供电。

通过键盘可以对主DC-DC升压的输出电压进行设定和步进调整，并由AD对输出进行采样，通过在单片机内预置的算法对输出进行补偿调整，同时从液晶屏上数字显示出电流和电压值。

当开关稳压电源输出电流达到上限时，启动过流保护；当故障排除后，开关电源恢复正常工作。

系统总体框图如图1.1所示。

图1.1 系统总体框图2.主DC-DC升压电路设计方案DC－DC升压电路采用自举式升压方式，如图1.2所示，当晶体管导通时，电感与电源接地端直接相连，形成回路。

随着能量存储到电感的磁场中，流过电感的电流斜线上升，磁力线增强。

当晶体管截止时，磁场开始消失。

随着它的减弱，会切割电感的导线，产生一个电压。

由于磁场的运动方向与磁场建立时的方向相反，所以感应电压反向。

从而实现升压的过程。

晶体管截止时电流方向图1.2 自举式主DC-DC回路拓扑图3.控制方法及实现方案对主DC-DC升压转换器的控制方法采用硬件闭环控制为主、软件补偿和测量相结合的方法对DC-DC的输出进行精确控制。

硬件控制采用国家半导体公司的LM2587-ADJ开关电源控制芯片组成对输出主回路的电压闭环控制，实现对系统的粗调。

软件控制选用STC12C5412AD 单片机作为系统控制器，系统的显示、按键、A/D 、D/A 全部集中在核心控制板上，通过预置算法实现对系统的精调。

4.提高效率的方法及实现方案1.降低二极管的损耗：二极管一般需要0.7V 的导通电压降。

在输出电压为21.6V 时，二极管要消耗一定的输出功率。

而肖特基二极管的导通压降一般为0.2V ～0.3V ，因此使用这类二极管这能够有效降低其上的功率损耗。

2.降低开关管的损耗：如果将开关管设计在外围电路中，极易由于设计参数的问题导致开关管部分时间工作在线性区，会引起一定损耗。

在设计中，选用LM2587，它将开关管集成到芯片内部，参数由厂家整定，可以大大减少功耗。

3.减少铜损：铜损是由导线的寄生电阻和电感线圈引起的。

实际设计中，选用横截面积大的铜丝，并采取多股缠绕的方法，减少单位横截面积电阻。

4.减少铁损：引起铁损的原因有两个——磁滞损耗和涡流损耗。

在实际操作中，采用EI 型电感磁芯，并在连接处留有一定空隙。

由于存在空气间隙，使之不易产生磁滞和涡流。

二：电路设计与参数计算1.主回路器件的选择及参数计算题目中要求：18V 交流输入时，经转换后输入电压为21.6V （理论计算得出），负载端电压为30V~36V 。

最大输出电流I omax 为2A ，主DC-DC 升压变换器效率η≥70%(发挥部分要求达到η≥85%)。

据此，在主DC-DC 升压回路中主要用来实现DC-DC 变换器的器件为LM2587-ADJ 。

LM2587-ADJ 内部有一个100kHz的振荡器，内部开关电流额定值5A ，负载电压V load <65V ，输入电压需保持在4V~40V ，变换器效率90%，理论上完全满足设计需求。

主DC-DC 回路电路图如图2.1所示，通过改变R 2和R 3的比值即可设定所需负载电压值。

图2.1 主回路原理图将反馈电压与内部参考电压1.23V 进行比较：V load =1.23V(1+32R R ) （2-1）已知 1 k Ω<3R <5 k Ω例如选取R 2=115k Ω，R 3的值根据V load 的设定选取。

load load load I V P =)(负载功率 （2-2） ply load P P sup 9.0=（输入功率） （2-3） in in ply I V P =sup (输入电流）输入电压，in in I V （2-4） 对电感L 来说，选择 in I i 25.0=∆ （2-5）dtdi Lv L = （2-6） i t v L L ∆∆= （2-7） 开关的占空比为 loadin V V D -=1 （2-8） 开关导通时间 t ∆=DT （T 为电感的工作周期，常值s μ10）通过公式计算得到L 的范围：78μH ~93μH 。

按照设计要求，在LM2587前级需加两个输入电容。

在开关导通时，较大的C 1给开关提供电荷。

它应该尽量大些，能够在100kHz 的内部振荡器条件下工作，并提供LM2587要求的电流。

电容C 2应该是一个相对小一些的陶瓷电容。

这种类型的电容比电解电容C 1快得多，使它可以响应开始导通的瞬变过程。

2、控制电路设计与参数计算硬件控制电路如图 2.1所示。

LM2587的2引脚为反馈端，通过两个电阻分压产生一个电平同内部基准比较从而对输出进行调整，为了方便引入软件的补偿控制作用，增加了如图2.2所示的控制电路，通过D/A输出改变芯片反馈点电压，从而可以在要求范围内设定输出电压值，并对其进行调整补偿。

图2.2 软件补偿控制电路R 2和R 3的阻值选取决定了软件输出补偿的上限值，这个值由公式（2-1）可求得。

D/A 设定的零点由二极管导通压降决定。

二极管选用反向漏电流较小的1N4148，R 2 R 3根据题目要求计算。

设定满值输出电压为44V ，系统可以在30～36V 之间自由调整，根据LM2587设计文档R 3要求取值1 k Ω~5 k Ω，选取2.4 k Ω，可以求得R 2为84 k Ω。

控制程序流图如图2.3所示。

3、效率的分析及计算从系统总体分析，整流后输出功率损耗分布在两个部分，一个是DC-DC升压主回路，另一个是单片机等控制显示电路部分。

根据LM2587的技术文档，此类升压电路的效率应该可以做到90%以上。

从本系统分析，第二部分本身的功率损耗比较小，留足余量按照100mA的通过电流5V供电电压计算，这部分功耗只有0.5W，占总功率72W的0.69%，这是完全可以承受的。

但是由于前级输入电压为21.6V若采用线性电源，如L7805等电压芯片，那么在其上的功耗便有(21.6V-5V)×0.1A=1.66W，加上原有功耗，那么在这部分消耗的功率将达到总功率的3%，这个会极大的降低电源的性能。

因而这部分供电采用DC-DC模式降压输出，控制芯片使用MC34063，效率可以达到89%。

这样计算出的功耗为0.56W。

对于DC-DC升压部分，二极管的损耗，由于二极管并非一直导通，而且设计中使用了低压降的肖基特二极管代替了普通的快恢复二极管，因而其功耗上限值为0.3V×2A=0.6W。

开关管集成在图2.3 软件流图LM2587内部，按照3W的损耗计算。

铜损、铁损的损耗需要根据实际使用的磁芯及布线的寄生电阻而定，初步估算为3W。

这样根据上述分析计算系统功耗(0.5W+0.56W+3W+3W)/72W=9.94%，并结合芯片的技术文档分析本系统的效率应当可以达到90%。

4、保护电路设计与参数计算保护电路采用单片机控制完成，首先由A/D采样锰铜丝采样电阻端，获得采样数据后进入单片机内部进行数据处理，并判断是否通过电流达到过流保护的动作阈值。

如果达到动作阈值后，单片机首先控制继电器关断输出回路，然后控制系统发出试探电流，检测负载端故障是否解除，如果解除，则恢复供电，否则继续过流保护。

5、数字设定及显示电路的设计按键使用4×4矩阵键盘及A/D扫描按键（互为备份），获得按键键值后，采用D/A给定的方法输出，电路原理图如图2.2所示。

显示器采用点阵为128×64的液晶，将设定的电压值、测量的电压值和电流值等信息分别显示出来。

三：测试方法与数据1、测试方法：1．1输出电压可调范围：在系统电压输出端子外接并联数字万用表。

用滑动变阻器滑动到不同阻值的条件下，通过键盘给定输出值，并测量通过调节是否能够达到要求的电压输出范围。

1．2最大输出电流：在系统电压输出端子外接串联数字万用表。

利用滑动变阻器减小电阻，测试电流是否能够达到要求值。

1．3电压调整率测试：利用自藕调压器，使输入交流15V～21V变化，调节滑动变阻器使I O=2A，输出端端子并联数字万用表测量直流电压的变化率。

1．4负载调整率测试：在U2=18V时，利用滑动变阻器，使负载在一定范围内变化，输出端之并联数字万用表测量直流电压相对于原来的变化率。

1．5输出噪声纹波电压检测：使系统工作在U2=18V,U O=36V,I O=2A状态，在输出端子上并接数字示波器，调节达到合适档位，测量输出噪声纹波电压。

1．6DC-DC变换效率测试：在U2=18V,U O=36V,I O=2A的条件下，在DC-DC输入端串进一块数字万用表测量电流、并用另一块电压表测试输入电压。

负载端做同样的测试测试负载两端电压及负载电流。

通过公式P =UI计算DC-DC输入输出的功率，两者相比即可求得实际电路的效率。

1．7过载保护时动作电流的测试：在负载回路串联一块电流表，通过滑动变阻器调节负载电流，当电流表显示进去动作区时，记录设备是否正常进行过流保护。

1．8液晶显示测试：通过观察液晶显示器上的数据显示，并结合万用表的测量结果，判断液晶显示器能否正常工作。

2、测试仪器：电路测试中使用的仪器设备及其用途如表1所示。

表3.1 电源部分测试实用的仪器设备3、测试数据：电路主要测试数据如表3.2，详细测试数据见附录。

表3.2 DC-DC各项主要指标测试结果四：测试结果分析结合任务设计指标及主要指标的测试数据，设备的各项指标达到了基本部分的设计要求，同时达到了发挥部分的所有要求，而且在附加的简单语音及设备温度检测上完成了特色功能的要求，且系统能够长时间持续稳定工作。

对于电压调整率和负载调整率，软件上采用了类似于P调节的调节方法，能够有效的减小系统输出电压的静差，但实际测量仍旧不能消除。

分析原因可以解释为按照控制理论补偿算法中的P调节能够减小静差，但是无法消除静差。

对于输出噪声纹波的测量，由于在电源前级使用了电源滤波器，因而系统的输入电源噪声有所减小，对于后级纹波减小是有效果的。

而且在布线上考虑了电感、电容器件的非线性，例如通过多个电容并联代替一个大电容、分段绕线绕制电感消除寄生电容等。

输出在合理增加了π型滤波器后，输出纹波被降低到了一个很好的水平上。

对于DC-DC转换效率，由于系统存在二极管等非线性器件，电感、电容也存在寄生电容和寄生电感，因此对于二极管的线性理论分析同实际会有出入，实际的测试结果证明了这一点，实测DC-DC部分效率小于理论值效率。