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5.3 异步电动机的变压变频调速解析

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5.3.2 变压变频调速时的机械特性 式(5-5)已给出异步电机在恒压恒频正弦 波供电时的机械特性方程式 Te= f (s)。 当采 用恒压频比控制时,可以改写成如下形式:
Us s1 Rr' Te 3np ( sR R ' ) 2 s 2 2 ( L L' ) 2 (5-28) s r 1 ls lr 1

对于直流电机,励磁系统是独立的,只要 对电枢反应有恰当的补偿, m 保持不变 是很容易做到的。 在交流异步电机中,磁通 m 由定子和转 子磁势合成产生,要保持磁通恒定就需要 费一些周折了。

• 定子每相电动势
Eg 4.44 f1Ns kNS Φm
(5-11)
式中:Eg —气隙磁通在定子每相中感应电动势的有 效值,单位为V; f1 —定子频率,单位为Hz;
2
• 特性分析 当s很小时,可忽略上式分母中含s各项,则
U s s1 Te 3np R' s r 1
2
(5-29)
s1
Rr'Te Us 3n p 1
2
10 R T 60 n sn1 s1 2 n p n
阻抗压降所占的份量就比较显著,不再能
忽略。这时,需要人为地把电压 Us 抬高一
些,以便近似地补偿定子压降。
带定子压降补偿的恒压频比控制特性示
于下图中的 b 线,无补偿的控制特性则为a 线。
• 带压降补偿的恒压频比控制特性
Us
UsN
b —带定子压降补偿
a —无补偿
O
f 1N
图5-9 恒压频比控制特性
2
Eg R s1 Rr' 3np R '2 s 2 2 L'2 s 1 lr 1 r
(5-49)
特性分析(续) 利用与前相似的分析方法,当s很小时, 可忽略式(5-49)分母中含 s 项,则
Eg s1 Te 3np s ' R r 1

U s Rs I s Es

忽略励磁电流
I r' Es Rr' 2 ' 2 1 ( Lls Llr ) s
2
Te
3np
1 Rr' 2
2
Es2
2 ' 2 ( L L 1 ls lr ) s
Rr' s
Us s1 Rr' Te 3np ' 2 2 2 ' 2 ( sR R ) s ( L L 1 s r 1 ls lr )
Te max 3np 2
2
sRr' 1 (sRs Rr' ) 2 s 212 ( Lls L'lr ) 2


U
2 sN
1
1 Rs Rs2 12 ( Lls L'lr ) 2

sm
Rr' Rs2 12 ( Lls L'lr ) 2

当s很小时,
U s ( Rs j1Lls ) I s Eg



由等效电路可以看出
I
' r
Eg R s
' r
2 ' 2 1 Llr
E
2 g ' r 2
2
(5-48)
代入电磁转矩关系式,得
Te 3np
1

R s
' r
2 ' 2 1 Llr
f1
2. 基频以上调速 在基频以上调速时,频率应该从 f1N 向上升高,但定子电压Us 却不可能超过 额定电压UsN ,最多只能保持Us = UsN , 这将迫使磁通与频率成反比地降低,相 当于直流电机弱磁升速的情况。 把基频以下和基频以上两种情况的控 制特性画在一起,如下图所示。
• 变压变频控制特性
2 U sN s Te 3np 1 Rr'
Rr'Te12 s1 2 3n pU sN
10Rr'Te 12 60 n sn1 s1 2 2 np n2 U p sN
由此可见,当角频率提高时,同步转速随之 提高,最大转矩减小,机械特性上移,而 形状基本不变,如图所示。 由于频率提高而电压不变,气隙磁通势必减 弱,导致转矩的减小,但转速升高了,可 以认为输出功率基本不变。所以基频以上 变频调速属于弱磁恒功率调速。
• 机械特性曲线
n
n0 N
1N
11
1N 11 12 13
n01
n02 n03
12
13
补偿比控制时变频调速的机械特性
基频以上

在基频以上变频调速时,由于定子电压 Us= UsN 不变,式(5-5)的机械特性方程式可写 成
Te 3npU sN
Ns —定子每相绕组串联匝数; kNs —基波绕组系数;
m —每极气隙磁通量,单位为Wb。
由式(5-11)可知,只要控制好 Eg 和 f1 , 便可达到控制磁通m 的目的,对此,需要 考虑基频(额定频率)以下和基频以上两 种情况。
1. 基频以下调速 由式(5-11)可知,要保持 m 不变,当 频率 f1 从额定值 f1N 向下调节时,必须同时 降低 Eg ,使
5.3异步电动机的变压变频调速


5.3.1 变压变频调速的基本原理 变压变频调速:改变异步电动机同步转速的 方法
60 f1 601 n1 np 2 n p
5.3.1变压变频调速的基本控制方式 1. 基频以下调速
在进行电机调速时,常须考虑的一个重要因素是:希 望保持电机中每极磁通量 m 为额定值不变。如果 磁通太弱,没有充分利用电机的铁心,是一种浪费; 如果过分增大磁通,又会使铁心饱和,从而导致过 大的励磁电流,严重时会因绕组过热而损坏电机。
与恒定子磁通控制方式相比,恒气隙磁通控制方式的 临界转差率和临界转矩更大,机械特性更硬。
• 机械特性曲线
n
n0 N
1N
11
1N 11 12 13
n01
n02 n03
O
12
13
Temax 恒 Eg /1 控制时变频调速的机械特性
Te
3. 恒 Er /1 控制 如果把电压-频率协调控制中的电压再 进一步提高,把转子漏抗上的压降也抵消 掉,得到恒 Er /1 控制,那么,机械特性 会怎样呢?由此可写出

下图再次绘出异步电机的稳态等效电 路,图中几处感应电动势的意义如下: • Eg — 气隙(或互感)磁通在定子每相绕组中
的感应电动势; • Es — 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电 动势; • Er — 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势
(折合到定子边)。
• 异步电动机等效电路
Rs Is Us Lls L’lr I’r Es Eg Lm I0 Er R’r /s
3np U s Te max 2 1 Rs
2
1
2
Rs ' 2 ( L L ls lr ) 1 1
(5-32)
可见最大转矩 Temax 是随着的 1 降低而 减小的。频率很低时,Temax太小将限制电 机的带载能力,采用定子压降补偿,适当 地提高电压Us,可以增强带载能力。
1
图5-12 异步电动机稳态等效电路和感应电动势
Eg 4.44 f1 N s k NS Φ m Es 4.44 f1 N s k NS Φ ms E 4.44 f1 N s k NS Φ mr
' r
1. 恒定子磁通控制

恰当地提高电压 Us 的数值,使它在克 服定子阻抗压降,能维持 Es /f1 为恒值 (基频以下),每极磁通 m 均为常值。
R sm ' 1Llr
和最大转矩
' r
(5-50)
3 Eg 1 Te max np ' 2 1 Llr
2
(5-51)
性能比较(续)
值得注意的是,在式(5-51)中,当Eg /1 为恒值 时,Temax 恒定不变,如下图所示,其稳态性能优于恒
Us /1 控制的性能。

将恒定子磁通控制时的转矩表达式与恒压 频比时的比较发现,其分母小于恒压频比 中的同类项,因此,当转差率相同时,采 用恒定子磁通控制方式的电磁转矩大于采 用恒压频比控制方式。或者说当负载转矩 相同时,恒定子磁通控制方式的转速降落 小于恒压频比控制方式。

对s求导,求出临界转差率
Rr' sm 1 Lls L'lr
这表明机械特性的这一段近似为一条直线。
2
特性分析(续) 当 s 接近于1时,可忽略式(5-49)分母中 的 Rr'2 项,则
Eg Rr' 1 Te 3np ' 2 s L s 1 lr 1
s 值为上述两段的中间值时,机械特性在 直线和双曲线之间逐渐过渡,整条特性与恒 压频比特性相似。
2
• 性能比较 但是,对比式(6-4)和式(6-12)可以 看出,恒 Eg /1 特性分母中含 s 项的参数 要小于恒 Us /1 特性中的同类项,也就是 说, s 值要更大一些才能使该项占有显著 的份量,从而不能被忽略,因此恒 Eg /1 特性的线性段范围更宽。
性能比较(续)
将式(5-49)对 s 求导,并令 dTe / ds = 0,可得 恒Eg /1控制特性在最大转矩时的转差率
' r e 2 p
1 Te Us
2
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