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北大天线理论课件:第六章__微带天线

第六章 缝隙天线与微带天线 §6.1 缝隙天线缝隙天线:开在波导或谐振腔上缝隙,用以辐射或接收电磁波。

6.1.1 理想缝隙天线理想缝隙天线:开在无限大、无限薄的理想导体平面上的直线缝隙,用同轴传输线激励。

假设位于yoz 平面上的无限大理想导体平面上开有宽度为ω(λω<<)、长度2/2λ=l 的缝隙。

缝隙被激励后,只存在垂直于长边的切向电场,并对缝隙的中点呈对称驻波分布,其表达示为:()()[]y m ez l k E z E ˆsin --=m E ---缝隙中间波腹处的场强值。

缝隙相当于一个磁流源,由电场分布可得到等效磁流密度为:()[]()[]⎩⎨⎧<-->-=⨯-==0,ˆsin 0,ˆsin ˆ0x e z l k E x ez l k E E nJ z m z m z m等效磁流强度为:()[]()[]⎩⎨⎧<-->-=⋅=⎰0,sin 20,sin 2x z l k E x z l k E l d E I m m l m ωω 也就是说,缝隙可等效成沿Z 轴放置的、与缝隙等长的线状磁对称阵子。

根据对偶原理,磁对称阵子的辐射场可由电对称阵子的辐射场对偶得出。

对于电对称阵子,电流分布为:)(sin )(z l k I z I -=辐射场表达式:θθθsin )cos()cos cos(60kl kl r Ie j E jkr -=-()()ϑϑπϕsin cos cos cos 2kl kl r Ie j H jkr -=- 由此得到0>x 半空间,磁对称阵子的辐射场为:()()ϑϑπωϕsin cos cos cos kl kl r e E j E jkr m m--=-()ϑϑμεπωθsin cos cos cos klkl re E jH jkrm m-=-在0<x 的半空间,电场和磁场的符号与上式相反。

理想缝隙与电对称阵子:1) 理想缝隙与电对称阵子为互补天线; 2) 方向性相同,其方向函数为:()()θθθsin cos cos cos klkl f -= 3) 场的极化不同,H 面、E 面互换,理想缝隙E 面无方向性,对称阵子H 面无方向性;4) 二者辐射阻抗、输入阻抗乘积为常数,即:辐射电阻2)60(π=re rm R R 辐射阻抗2)60(π=re rm Z Z 输入阻抗2)60(π=ine inm Z Z任意长度的理想缝隙天线的输入阻抗、辐射阻抗均可由与其互补的电对称阵子的相应值求得。

例如,半波对称阵子的辐射阻抗为Ω=1.73re R ,理想半波缝隙天线的辐射电阻应为:Ω==5001.73)60(2πrmR 由于谐振电对称阵子的输入阻抗为纯阻,因此谐振缝隙的输入阻抗也为纯阻,并且其谐振长度同样稍短于2λ,且缝隙越宽,缩短程度越大。

6.1.2 缝隙天线最基本的缝隙天线是开在矩形波导臂上的半波谐振缝隙,如下图所示。

1)波导壁电流分布TE模,波导壁上有横向和纵向电流分量,波导内传输的主模为10见上图。

横向电流沿宽边呈余弦分布,中心处为零;纵向电流沿宽边呈正弦分布,中心处最大。

波导窄壁上只有横向电流,且沿窄边均匀分布。

2)波导缝隙辐射缝隙:缝隙切断电流线,中断的电流线以位移电流的形式延续,缝隙因此受到激励,波导内传输的功率通过缝隙向外辐射,见图中的a,b,c,d,e。

非辐射缝隙:缝隙与电流线平行,不能激励电场,不具有辐射能力,见图中f。

3)波导缝隙与理想缝隙的区别a)结构尺寸的限制,边界条件不同,存在绕射;b)E面方向图发生畸变,H面方向图差别不大;c)辐射功率和辐射电导为理想缝隙天线的一半。

4)波导缝隙的等效电路波导开缝会对波导内部的传输特性产生影响,可以将缝隙等效成传输线上并联导纳和串联阻抗,结合微波网络理论对其影响进行分析。

波导开缝方式不同,缝隙的等效电路也不同。

下图给出了各种波导缝隙的等效电路。

如果缝隙的长度等于谐振长度,等效阻抗或导纳只有实部,虚部为零。

下图给出了三种典型缝隙,其归一化电阻或电导与位置参数的关系为:⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛⎪⎭⎫ ⎝⎛=g ga xb a g λπλπλλ2cos sin 09.22121 ⎪⎭⎫ ⎝⎛⎪⎭⎫ ⎝⎛⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛=a x a ab r g12223cos 4cos 523.0ππλλλλ 22332sin sin 1sin 2cos sin 131.0⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛=θθλλθλπλθλλg g g b a g6.1.3 缝隙天线阵由开在波导上按一定规律排列、尺寸相同的缝隙构成。

这里主要介绍几种缝隙阵。

6.1.3.1 谐振式缝隙阵所有缝隙同相激励,最大辐射方向与天线轴线垂直,是边射阵。

常见的谐振式缝隙阵如下图所示。

图(a )为开在宽壁上的横向缝隙阵,相邻缝隙间距为gλ,以保证同相激励。

缺点是存在栅瓣,增益低,因此很少采用。

图(b )为在宽壁中心线两侧每隔2g λ交替开纵向缝隙组成的缝隙阵。

利用中心线两侧对称位置处横向电流反相、沿波导每隔2g λ场强反相的特点保证同相激励。

6.1.3.2 非谐振式缝隙阵波导端接吸收负载,波导内部传输行波,缝隙间距不等于2g λ,阵源非同相激励。

图(a )结构,相邻缝隙的相位依次滞后d gλπα2=。

图(b )结构,相邻缝隙波程差带来的相位差为d gλπ2,附加相移为180,总的相差为πλπα±=d g2。

由均匀直线阵的分析可知,当0sin =+δαkd 时,方向函数取得最大值,由此可得非谐振缝隙天线阵的最大辐射方向偏离阵法线的角度为:dπλαδ2arcsinmax = 可见最大辐射方向随α的变化而改变,而α与频率有关,因此非谐振式缝隙阵可实现频率扫描。

6.1.3.2 匹配斜缝隙阵波导壁上开有谐振斜缝,终端端接匹配负载,构成匹配斜缝隙阵。

下图为开在波导宽壁上的匹配斜缝隙阵。

适当调整缝隙对中心线的偏移1x 、斜角δ和附近螺钉,可使缝隙归一化等效导纳1=g ,且同相激励,最大辐射方向与宽壁垂直。

以上介绍的波导缝隙阵的方向图可由方向图乘积定理得到,阵元方向图为半波对称阵子的方向图,阵因子取决于相邻缝隙的间距和激励的相位差。

§6.2 微带天线微带天线是敷于介质基片上的导体贴片和接地板构成。

如下图所示。

微带天线示意图1、微带天线的优缺点:体积小、成本低、重量轻、低剖面,易于与载体共形;散射截面小、波瓣宽;易于和微带电路集成;易于实现线极化、圆极化、双极化和双频段工作;带宽窄、增益低、功率容量低(<100W)。

贴片的形状:2、微带天线的分析方法:数值方法如全波分析方法,包括频域混合势积分方程法(MPIE)和时域有限差分法(FDTD)等。

算法精度高、编程复杂。

近似方法如腔模理论和传输线法等,算法相对简单。

6.2.1矩形微带天线导体贴片为矩形的微带天线,由传输线或同轴探针馈电,在贴片与接地板之间激起高频电磁场,并通过贴片四周与接地板之间的缝隙向外辐射。

矩形微带贴片可看作宽为W、长为L(一般2gLλ=)的一段微带传输线,其终端(Ly=)处呈现开路,是电压波幅和电流波节面。

贴片和接地板之间的电场分布如下图所示。

辐射机理选择图示坐标系,假设电场沿z 方向均匀分布,沿y 方向的电场分布可近似表示为: x eL y E E ˆcos 0⎪⎭⎫ ⎝⎛=π贴片四周窄缝上的等效面磁流密度为:E e J n m s ⨯-=ˆ (*)n eˆ --缝隙表面的外法向单位矢量。

由于电场只有x 方向分量,因此等效面磁流均与接地板平行,见图中箭头所示。

由(*)式可知, 表面磁流沿两条W 边是同向的,其辐射场在x 轴方向同相叠加,呈最大辐射,并随偏离角的增大而减小,形成边射方向图。

在每条L 边上,磁流呈反对称分布,在H 面(xoz 面)上的辐射相互抵消;两条L 边的磁流彼此呈反对称分布,在E 面(xoy 面)上的辐射场也相互抵消。

L 边在其它平面上的辐射虽然不会完全抵消,但与两条W 的辐射场相比,显得非常微弱。

可见矩形微带天线的辐射主要由两条W 边的缝隙产生,称为辐射边。

2.辐射场的求解矩形微带天线的辐射场由相距L 的两条W 边缝隙辐射场叠加而成。

考虑0=y 的缝隙,表面磁流密度为:0ˆE eJ z ms -= 对于远区观察点()ϕθ,,r P ,磁矢位为:()⎰⎰--+---=22cos cos sin 041ˆW W h hz x r jk z dzdx e E r e F θϕθπ 式中考虑了接地板引入的镜像效应。

积分后得到:()jkrz e k kW kh kh r h E e F -⎪⎭⎫⎝⎛-=θθϕθϕθπcos cos 21sin cos sin cos sin sin ˆ0 由F E⨯-∇=可得远区电场矢量为:()jkre kW kh kh r h jE e E -⎪⎭⎫ ⎝⎛=θθθϕθϕθπϕsin cos cos 21sin cos sin cos sin sin ˆ0 对于L y =处面磁流对辐射场的贡献,可考虑间距2g L λ=的等幅同相二元阵,其阵因子为:⎪⎭⎫⎝⎛=ϕθsin sin 21cos 2kL f n矩形微带天线远区辐射场为:()jkre kL kW kh kh r h E j e E -⎪⎭⎫ ⎝⎛⎪⎭⎫⎝⎛=ϕθθθθϕθϕθπϕsin sin 21cos sin cos cos 21sin cos sin cos sin sin 2ˆ03.方向图由于实际微带天线的1<<kh ,地因子近似等于1,方向函数可表示为:()⎪⎭⎫ ⎝⎛⎪⎭⎫ ⎝⎛=ϕθθθθϕθsin sin 21cos sin cos 21cos 21sin ,kL kW kW F E 面(xoy 面),90=θ,方向函数为:()⎪⎭⎫⎝⎛=ϕϕsin 21cos kL F EH 面(xoz 面),0=ϕ,方向函数为:()θθθθsin cos 21cos 21sin kW kW F H ⎪⎭⎫⎝⎛= 下图给出了理论计算和实测的矩形微带天线的方向图。

4.辐射电导如果定义h E U m 0=,辐射电导定义为rm m r G U P 221=,可求得每条边的辐射电导为:θθθθλπμεππd W G rm 3022sin cos cos sin 1⎰⎪⎭⎫ ⎝⎛=当λ<<W 时,2901⎪⎭⎫⎝⎛≈λW G rm 当λ>>W 时,λ120WG rm ≈。

5.输入导纳矩形微带天线的输入导纳可由微带传输线法进行计算,等效电路见下图所示。

假设微带线的特性导纳为c Y ,则输入导纳为:()()[]()()L jB G j Y L B j G Y jB G Y c cin ββtan tan ++++++=e gελπλπβ22==e ε --有效介电常数。

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