交流感应电动机无速度传感器的高动态性能控制方法综述清华大学　杨耕上海大学　陈伯时 摘要:文章分析了交流感应电机无速度传感器的高动态性能控制方案的控制要点。

在介绍国内外产业界已实用化的、以及正在研发中的几种代表性的控制策略的同时,讨论了各种方法理论要点和实际应用中的特点。

最后,介绍了当前的几个研究热点问题并就发展方向提出了一点设想。

关键词:异步电动机控制　无速度传感器　转矩控制　磁链观测　速度辨识Rev iew the M ethods for the Speed Sen sor-less Con trol of I nduction M otorYang Geng　Chen Bo sh iAbstract:T h is paper analyzes theo retical po ints of the i m p lem entati on fo r h igh perfo r m ance contro l of in2 ducti on mo to r w ithout speed senso r.A fter that,typ ical app roaches of the contro l strategy,w h ich are used in p ractical p roducts o r are being developed recently,are p resented and the characteristic of each app roach is dis2 cussed.F inally,som e unso lved p roblem s being researched as w ell as the develop ing po tentials are introduced.Keywords:contro l of inducti on mo to r　speed senso r2less　to rque contro l　flux observer　speed identifica2 ti on1　前言交流感应电机的无速度传感器高动态性能控制,是为了实现与有速度传感器的矢量控制(或直接转矩控制)相当的转矩和速度性能的方案,被用于无法设置速度传感器的设备或新一代高性能通用变频器之中[1,2]。

相关的理论与技术也成为近10年来交流传动领域的热门研发内容之一。

本文主要综述在无速度传感器的前提下,具有速度反馈控制环的矢量控制方案(V C)和直接转矩控制方案(D TC),而不讨论诸如“V F控制+为补偿负载变动的滑差补偿”等只考虑静态的方法。

本文在介绍各种方法的同时,综述其理论要点和实际应用中的特点、介绍所应用的厂家,从中总结出实现高动态性能控制的要点及主要成果。

最后,介绍当前几个研究热点问题。

2　控制方法211　方法分类的出发点一般地,由转矩控制环及速度控制环构成的无速度传感器矢量控制(或直接转矩控制)系统由图1所示的3个环节构成。

即:①速度调节器;②磁链和转矩控制器;③速度推算或辨识器(含磁链计算或观测)。

图1　无速度传感器控制系统构成对于环节②,需要控制转矩和磁链。

由此可以分为:a以转子磁链定向控制为基础的矢量控制策略。

目前常用的有计算滑差频率的被称为间接法(I V C)和把状态观测器观测到的转子磁链进行反馈控制的直接法(DV C)。

b以控制定子磁链为特点的,被称之为直接转矩控制策略(D TC)。

环节③的结构依存于环节②的结构。

实际上在计算或推定速度值时,常常也要获得(计算或观测)磁链(转子的或是定子的)值。

因此,按其理论上的特点,可以把获得转速和磁链的方法大致分3电气传动　2001年　第3期　为两大类。

一是利用电机的状态方程进行计算的方法,叙述于212。

二是利用自适应状态观测器观测磁链并辨识转速的方法(214)。

还有一些方法是这两类方法的变型,叙述于213。

作为本文分析的基础,列出在两相静止坐标轴Α,Β上的方程式如下[3]定子方程　v M s =R s i M s +p 7Ms(1)转子方程　0=R r i M r +(p +J ΞM r )7Mr (2)定子磁链　7M s =L s i M s +M i M r (3)转子磁链　7M r =M i M s +L r i M r(4)式中　v M s ——定子电压,v M s =[v M s Α,v M s Β]T i M s ——定子电流,i M s =[i M s Α,i M s Β]T 7M s ——定子磁链,7M s =[7M s Α,7M s Β]T 7M r ——转子磁链,7M r =[7M r Α,7M r Β]T ΞM r ——转子频率 p =d d t J =0-11　0也可以改写为电压和电流模型方程[4]p 7M r =(L r M )[v M s -(R s +ΡL s p )i M s ](5)p 7Mr=(-1 Σr +J ΞMr)7M r+(M Σr )iM s(6)在本文中,上角字母M 为电机参数或变量,3为指令或设定,^为推算值,T 为矢量或矩阵的转置。

212　基于电机状态方程的计算21211　利用反电势计算转速[4～7]在转子磁链定向的旋转坐标{d ,q }上(d ,q 分别为同步旋转坐标系上的励磁轴和转矩轴),由式(5)电压模型可得E M r =(M L r )(p +J Ξ1)7M r=v M s -[R s +ΡL s (p +J Ξ1)]i Ms(7)式中　Ρ=1-M 2(L s L r ) Ξ1——同步(定子)频率 E M r ——反电势,E M r =[E M rd ,E M rq ]T 7M r ——转子磁链,7M r =[7M rd ,7M rq ]T 在估算Ξδr ,Ξδ1时,为了简化算式,假定矢量控制已被实现,则由于转子磁链的反馈控制在稳态时有7M rq =0,7M rd =con st =73rd 。

于是Ξδ1=(L r M )E M rq 73rdΞδr =Ξδ1-Ξ3sl p(8)上式的E M rq 由式(7)可得,而转子的转差频率Ξ3sl p 和磁链73rd 由矢量控制器中给出。

计算时所用的参数为R s ,R r ,L s ,L r ,M 。

在这一类的实现中,矢量控制部分由于采用I V C ,需要进行电流反馈和7Mrd =con st 的控制。

该方法计算量较小,易于实现。

系统结构如图2。

为东芝[5]、日立[6]、富士[7]的早期产品所用。

存在的问题有:①由于不能保证在动态过程中矢量控制是否能正确实现,所以不能保证动态特性;②低速时,由于E M r 的值很小,难以按式(7)准确算出,所以低速特性不好。

图2　基于反电势计算的转速21212　在D TC 中使用的速度估算法[8～12]由D epenb rock 所倡导的从控制定子磁链出发的方法,由于在结构上有明显的转矩环而被称之为直接转矩控制(D TC )。

另外,由于控制的是定子磁链恒定,因此转矩和磁链闭环为非线性控制环,一般地闭环为“砰2砰”控制。

参考文献[8]通过计算和控制电机的定子侧磁链7δs ,再用计算出的定子磁链的频率Ξδ1来得到Ξδr 。

7δs =∫(v M s -R s i Ms )d t(9)7δr =(L r M )(7δs -ΡL s i M s )(10)Ηδr =tan -1(7δr Β 7δr Α)Ξδ1=d Ηδr d t(11)T M =n p (7δs Αi M s Β-7δs Βi M s Α)(12)Ξδr =n p (Ξδ1-R 3r T M 72r )(13)式中,n p 为极对数。

算式所用到的参数为R s ,R r ,L s ,L r ,M 。

系统结构如图3。

由于转矩的控制由“砰2砰”控制得到。

该方法可得到较好的转矩响应。

此外,定子磁链、转矩和滑差频率的计算量不太大。

这种方法被东洋电机[11]、ABB [12]用于产品。

但由积分器引起的零漂对系统的低速特性影响大。

此外,虽然D TC 方法可实现转矩无差,但若作转速反馈闭环需用到式(13)中的转子电阻,则控制精度也受转子电阻变化的影响。

21213　计算磁链时的混和算法[9,11,13]基于式(5)电压模型计算磁链定向需进行积4　电气传动　2001年　第3期　图3　直接转矩控制系统的构成分运算,而基于式(6)电流模型计算时精度又受转子电阻变化的影响。

参考文献[13]提出将前者和在I V C 控制时得到的后者用频率的加权函数混合起来,使得在低速段主要由式(6)的计算值起主导作用,而在其他速段由式(5)的计算值起主导作用。

实验结果表明有较好的效果。

参考文献[9]提出了一种基于定子磁链的V C 方案,参考文献[9]将式(9)的积分改为数字式低通滤波器(L PF ),并且L PF 的时间常数和增益随同步频率而变。

这一思路同214变极点的观测器的思路一致。

此外参考文献[9]采用图4所示的切换,在低速和起动时对式(14)所示的滑差频率进行积分作为定子磁链7δs 的相角,在中高速段则按式(9)计算相角。

Ξδsl p =(1+ΡΣ3r p )L s i Msd Σ3r (73sd -ΡL s i M sq )(14)式中　Σ3r——计算用转子时间常数由图4知,2个状态之间的切换并不连续,因此速度有跳变的现象。

图4　I V C 和DV C 的切换图[9]对于D TC 方式,参考文献[11]先用式(6)计算转子磁链7δr 以避免积分运算,然后按下式换算出定子磁链7δs =ΡL s i M s +(M L r )7δr213　基于实际量与计算量之间的误差推算方法从物理概念看,推算的电机转速Ξδr 与实际转速ΞM r 之间的误差,一定会引起指令转矩与实际转矩(或转矩电流分量)或指令励磁与实际励磁(或励磁电流分量)之间产生误差,可以用这些误差去推算Ξδr ,其结果将实现转矩无差控制。

事实上,这类方法为214所述方法的简化。

21311　基于转矩电流误差推算转速[14～16]在参考文献[14]中,假定矢量控制可使i M sd =i 3sd 或7Mrd=73rd,可以用下式所表达的转矩电流误差来推算转速Ξδr =(K p +K I p )(i 3sq -i M sq )(15)式中　K p ,K I ——P I 参数P I 控制保证了Ξδr 趋于真值时电流误差为零。

为了保证7M rd =73rd ,需要利用式(5)计算7Mr 。

为了避免对式(5)直接积分,参考文献[14]采用了如下式所示的磁链指令73r 与p 7Mr 组合的变量7δ′r7δ′r =[73r +T C (p 7Mr )](1+T C p )(16)在稳态时有 7δ′r =73r =7Mr式中T C 是一阶L PF 的时间常数。